如何利用 SiC 打造更好的電動(dòng)車(chē)牽引逆變器

在本文中，我們將調查電動(dòng)車(chē)牽引逆變器采用 SiC 技術(shù)的優(yōu)勢。我們將展示在各種負荷條件下逆變器的能效是如何提升的，包括從輕負荷到滿(mǎn)負荷。使用較高的運行電壓與高效的 1200V SiC FET 可以幫助降低銅損。還可以提高逆變器開(kāi)關(guān)頻率，以對電機繞組輸出更理想的正弦曲線(xiàn)波形和降低電機內的鐵損。預計在所有這些因素的影響下，純電動(dòng)車(chē)的單次充電行駛里程將提高 5%-10%，同時(shí)，降低的損耗還能簡(jiǎn)化冷卻問(wèn)題。

簡(jiǎn)介

近期的新聞表明，純電動(dòng)車(chē) (BEV) 的數量增加得比之前的預期要快。這促使汽車(chē)制造商（包括現有制造商和新加入的制造商）重新投入到電動(dòng)車(chē)研發(fā)中，設法找到最有效的技術(shù)來(lái)盡可能提高能效、降低體積和重量以及盡可能從昂貴的電池組中獲益，從而延長(cháng)單次充電行駛里程。這讓 SiC 晶體管迅速進(jìn)入電動(dòng)車(chē)的車(chē)載充電器和直流轉換器中。鑒于牽引逆變器處理 10 倍的功率電平，如果 SiC 晶體管能在該環(huán)境中具備類(lèi)似的優(yōu)勢，則將改寫(xiě)功率半導體格局。為此，SiC 技術(shù)需要提供清晰的成本性能優(yōu)勢，清除所有必然的障礙，以實(shí)現可付諸制造的可靠逆變器系統設計。逆變器前所用的升壓級無(wú)疑要使用 SiC，理由與我們之前討論車(chē)載充電器和直流轉換器時(shí)給出的理由相同。在本文中，我們會(huì )考察電動(dòng)車(chē)逆變器采用 SiC 技術(shù)的主要優(yōu)勢，探討基于 UnitedSiC 技術(shù)的幾種實(shí)施方案。

SiC 技術(shù)的主要優(yōu)勢

典型電動(dòng)車(chē)的行駛工況，尤其是在城市內使用的電動(dòng)車(chē)，會(huì )導致逆變器大部分運行壽命內都在輕負荷或中負荷下運行，但是伴有頻繁的停止和啟動(dòng)。但是設計逆變器時(shí)必須考慮所有最差情況下的應力，如快速加速、爬陡坡和在各種環(huán)境溫度下運行。圖 1 顯示的是典型雙電平電壓源逆變器，可用于驅動(dòng)內部永磁電機。這是純電動(dòng)車(chē)的常用配置，其逆變器置于電機附近。通常，逆變器開(kāi)關(guān)會(huì )處于控制下，以便對電機繞組施加 3 相交流電壓。這一目標通過(guò)按照控制器命令開(kāi)關(guān)電源開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現，頻率為 4-10kHz，可產(chǎn)生最高 1kHz 的基礎交流電頻率?？偣β孰娖椒秶蛇_ 50-250kW，適合電動(dòng)客車(chē)。所用的直流電壓取決于電池系統，而且由于使用升壓轉換器將各種電池電壓轉換為逆變器所用的固定直流電壓，此電壓在不久的將來(lái)可能會(huì )從現在的 300-500V 提高為 600-800V，較高的電壓在提供相同的功率時(shí)可以降低電流和銅損。

圖 1：使用雙電平電壓源轉換器體系結構的電動(dòng)車(chē)牽引逆變器

功率開(kāi)關(guān)的損耗來(lái)自開(kāi)關(guān)有電流經(jīng)過(guò)時(shí)的導電損耗和開(kāi)關(guān)打開(kāi)與關(guān)閉時(shí)的開(kāi)關(guān)損耗。導電損耗與開(kāi)關(guān)頻率無(wú)關(guān)，但是開(kāi)關(guān)損耗與開(kāi)關(guān)頻率成正比。

圖 2 表明了 SiC FET 與硅 IGBT 的特征。在任何給定電流下，I_D*V_DS 的乘積都能表示給定導電損耗。因此，很容易看出，在采用單極 SiC FET 時(shí)，沒(méi)有采用 IGBT 時(shí)會(huì )出現的拐點(diǎn)電壓，這對于最高 200A 的所有電流電平都是有益的，在輕負荷和中負荷運行對應的較低電流下尤其有益。

圖 2：200A SiC FET 和 IGBT 的導電損耗特征

圖 3 是適合 750 V 器件的基于低導電損耗 IGBT 與 SiC FET 的逆變器在 400 V 總線(xiàn) 8kHz 下運行時(shí)的導電和開(kāi)關(guān)損耗的比較。IGBT 解決方案即使在 8kHz 下的開(kāi)關(guān)損耗也很可觀(guān)，因而在 25kHz 下就無(wú)法有效利用?；?nbsp;SiC 的解決方案不僅在所有輸出水平下都具有較低的導電損耗（在 8kHz 下，損耗會(huì )大幅降低），而且還能在較高的逆變器頻率下使用（能效很高）。

圖 3：基于 1200V IGBT 和 SiC FET 的逆變器，在導電和開(kāi)關(guān)方面的功率損耗比較。在所有情況下都有損耗差異，在 25kHz 下的差異非常大 

電動(dòng)車(chē)逆變器不同于傳統工業(yè)電機驅動(dòng)的另一個(gè)方面是，它需要雙向電力傳輸。在再生制動(dòng)期間，系統要控制開(kāi)關(guān)，允許這個(gè)逆變器充當整流器，而電機充當發(fā)電機，從而允許電能流回電池內。SiC FET 可讓第三象限導電具有同樣低的導電損耗，這意味著(zhù)可以采用同步整流，以便在此運行模式下也保持非常低的損耗。在采用 IGBT 時(shí)，這是不可能實(shí)現的，且反向并聯(lián)續流二極管處理反向功率流時(shí)的損耗較高。

額定電壓

目前，有許多電動(dòng)車(chē)逆變器都是基于 750V IGBT 的，逆變器總線(xiàn)電壓為 300-500V。為了更高效地處理大功率，1200V 開(kāi)關(guān)允許使用電壓為 600-800V 的電池。

表 1 顯示了200kW 純電動(dòng)車(chē)牽引驅動(dòng)所用的 450A，750V 半橋模塊的一些計算數據，驅動(dòng)基于額定值同樣為 750V 的低導電損耗 IGBT 和 UnitedSiC FET。每個(gè)開(kāi)關(guān)位置都使用 3 個(gè) IGBT 和 3 個(gè)二極管。它們被替換成 6 個(gè)堆疊式 SiC FET，每個(gè) SiC FET 的電阻為 5.4mohm，體積不超過(guò)原來(lái)的一半。案例 1 和 2 顯示了 8kHz 下的總導電損耗、開(kāi)關(guān)損耗和總損耗的差異。在 200kW 下，總損耗會(huì )減半，而在 50kW 下，總損耗會(huì )接近原來(lái)的四分之一。鑒于逆變器大部分時(shí)候在輕負荷下運行，這一特點(diǎn)十分有益。請注意，采用 SiC FET 時(shí)，導電損耗和開(kāi)關(guān)損耗都比較低，但是在 200kW 下，開(kāi)關(guān)損耗相差近 8 倍。該表還表明，同一個(gè)模塊還可用于最高 300kW 下，保持所有 FET 低于 Tj=150C，從而允許將同一個(gè)逆變器硬件用于 300kW 的系統。案例 3 表示了一個(gè)處理 300kW 的更好辦法，就是每個(gè)開(kāi)關(guān)采用 8 個(gè) SiC FET，將峰值損耗從 3425W 降為 2666W。

表 1：200kW 電動(dòng)車(chē)逆變器中所用的基于 750V IGBT 與基于 750V SiC FET 的 450A，750V 3 相逆變器模塊的運行功率損耗的比較。表的下半部分比較了在 200kW 逆變器中使用的 400A，1200V IGBT 模塊與對應的 1200V SiC FET 模塊。在所有情況下，我們都考慮在 90℃ 冷卻溫度下使用釘狀翅片散熱器類(lèi) 3 相模塊。在所有情況下，最高結溫度都保持在 150℃ 以下，即使 SiC FET 的額定值為 175℃ 且能承受短時(shí)間達到 200℃ 也是如此。較低的開(kāi)關(guān)損耗可以用于在 25kHz 下運行逆變器，從而提高波形質(zhì)量，降低鐵損。即使在此情況下，也可以看到 SiC FET 解決方案（表 1 案例 4）在所有負荷情況下的損耗都低于 IGBT 解決方案。在輸出功率為 200kW 時(shí)，IGBT 解決方案在 8kHz 下會(huì )耗散 3580W 功率，而 SiC FET 解決方案在 25kHz 下耗散的功率為 2061W。該模塊可在 6 個(gè)并聯(lián) SiC FET 內實(shí)現 250kW 輸出

如果每個(gè)開(kāi)關(guān)僅使用 4 個(gè) SiC FET，則可以用較高損耗為代價(jià)實(shí)現更低的成本。這種情況如表 1 案例 5 所示，此時(shí)，損耗仍然遠低于基于 IGBT 的解決方案。

該表的下半部分比較在使用 1200V 晶體管且運行總線(xiàn)電壓為 800V 情況下的損耗。它將每個(gè)開(kāi)關(guān) 4 個(gè) IGBT 和 4 個(gè)二極管（案例 6）與每個(gè)開(kāi)關(guān) 4 個(gè) SiC FET（案例 7、9）的情況進(jìn)行對比。如果使用 SiC FET，則在 8kHz 下的損耗不到全功率下的一半，而在 50kW 下則為全功率的四分之一。案例 8 表明在每個(gè)開(kāi)關(guān) 6 個(gè) SiC FET 的情況下，這個(gè)模塊如何輕易擴展到 300kW 運行功率。雖然由于開(kāi)關(guān)損耗過(guò)高，無(wú)法以 25kHz 的頻率開(kāi)關(guān)這些 IGBT，但是案例 9 表明了如何使用 SiC FET 實(shí)現這一頻率，同時(shí)維持高能效。損耗仍然遠低于 IGBT 在 8kHz 下運行時(shí)的損耗，而且同樣地，更平緩的波形也可以幫助降低電機鐵損，同時(shí)逆變器開(kāi)關(guān)的頻率大大超過(guò)可聽(tīng)頻率范圍。請注意，在所有情況下，在相同占板面積下，該模塊的功率輸出都較高。

極端條件

對于包括電動(dòng)車(chē)逆變器在內的所有電機驅動(dòng)，一個(gè)重要的安全要求是要能夠經(jīng)受維護或運行期間的短路。此類(lèi)短路可能發(fā)生在直流總線(xiàn)各處，從電機繞組到接地的整段電路上或繞組之間。對于半導體開(kāi)關(guān)，這意味著(zhù)在打開(kāi)并發(fā)生短路時(shí)開(kāi)關(guān)必須能夠經(jīng)受住，直至柵極驅動(dòng)在 3-5μs 內檢測到該短路并關(guān)閉開(kāi)關(guān)。此外，在開(kāi)關(guān)已經(jīng)導電的情況下，也可能發(fā)生短路。在任何情況下，開(kāi)關(guān)都必須能夠經(jīng)受此類(lèi)短路，而無(wú)論在此類(lèi)短路發(fā)生時(shí)芯片的起始溫度有多高，且器件特征不能發(fā)生改變，以致使用壽命降級。

圖 4 比較了 IGBT、SiC MOSFET 和 SiC FET 的短路耐受時(shí)間 (SCWT) 差異。在短路時(shí)，SiC MOSFET 會(huì )經(jīng)受極高的峰值電流，這可能會(huì )損壞 MOSFET 柵極二極管?？梢酝ㄟ^(guò)使用較低的柵極電壓驅動(dòng)對此進(jìn)行管理，它可以降低短路電流，代價(jià)是導電損耗非常高。SiC FET（包含堆疊在 SiC JFET 上的 Si MOSFET）在這方面的表現要好得多。峰值飽和電流可以調整，提供所需的短路耐受時(shí)間，而這種調整引起的導電損耗變化非常小。飽和電流由 JFET 設定，因而與對 MOSFET 施加的 V_GS 無(wú)關(guān)。實(shí)驗表明，SiC FET 可以安全處理 100 多次重復事件帶來(lái)的此類(lèi)應力。此外，即使起始芯片溫度達到 200°C，器件也能處理此類(lèi)短路。

圖 4：IGBT、SiC MOSFET 和 SiC FET 的耐短路能力比較，以及處理重復性沖擊的能力排名

圖 4 中的半導體按比例繪制，其中 SiC FET 為芯片體積最小的 100A 器件。SiC JFET 的一個(gè)重要優(yōu)勢是能夠經(jīng)受短路期間生成的大量熱量，它構成 SiC FET 堆疊式共源共柵的基礎。芯片大小不同也解釋了使用 SiC FET 為什么可以在給定模塊占板面積下降低導通電阻。

基于 SiC 的逆變器的技術(shù)方法

最常用的逆變器拓撲結構是圖 1 中有名的雙電平電壓源轉換器。與此類(lèi)逆變器一同使用的開(kāi)關(guān)類(lèi)型稱(chēng)為硬開(kāi)關(guān)，會(huì )在轉換期間導致開(kāi)關(guān)兩端高壓和經(jīng)過(guò)開(kāi)關(guān)的電流重疊。根據圖 3 的結果，設計師可以采用的一個(gè)方法是使用快速開(kāi)關(guān) SiC 器件降低開(kāi)關(guān)損耗和導電損耗，即使頻率高達 25kHz 時(shí)也是如此。在這種情況下，開(kāi)關(guān)轉換發(fā)生在高 dV/dts 下。在純電動(dòng)車(chē)中，與在標準工業(yè)驅動(dòng)中一樣，逆變器和電機之間的電線(xiàn)長(cháng)度長(cháng)并不是問(wèn)題。然而，直接對電機繞組應用高 dV/dt 波形可能在隔離范圍中造成大位移電流?？梢栽谀孀兤鬏敵龆耸褂脼V波器對此進(jìn)行整流，僅讓高 dV/dt 部分變得更平滑，像所謂的 dV/dt 濾波器一樣，或使用一整套 sinus 濾波器來(lái)平滑波形，提供幾乎完美的正弦曲線(xiàn)輸出。很明顯，如果開(kāi)關(guān)頻率較高，則濾波會(huì )比較容易。預計，減少電流波形中的波紋會(huì )讓電機的整體能效提高 1-3% 并延長(cháng)電機壽命。這種能效好處可以轉化成更長(cháng)的單次充電行駛里程或減小電池體積。

另一個(gè)方法是讓開(kāi)關(guān)維持在 5-8kHz 的低頻率，并運行 dV/dt 額定值非常低的器件，例如 8V/ns 以下。在這種情況下，每個(gè)循環(huán)的開(kāi)關(guān)重疊損耗可能非常高，但是低頻率可以讓總功率損耗可控。圖 5 顯示的是這種情況下使用 SiC FET 的首選技術(shù)。堆疊的低壓 MOSFET 僅僅用作啟用開(kāi)關(guān)，以確保在啟動(dòng)和短路故障條件下進(jìn)入長(cháng)關(guān)運行，但是 SiC JFET 柵極直接開(kāi)關(guān)。這能實(shí)現非常低的 dV/dts 和最低損耗。該方案可實(shí)現非常出色的短路處理能力，如果 JFET 柵極達到 +2.5V 而不是 0V，它可將導電損耗進(jìn)一步降低 15%-20%。為了管理第三象限導電，可將 JFET 與低死區時(shí)間一同使用，也可僅在死區時(shí)間內添加小 JBS 二極管以承載續流電流。圖 5 右側的圖顯示的 SiC JFET 的第三象限行為。 

圖 5：直接驅動(dòng) JFET 柵極并使用堆疊式 N 溝道 MOSFET 作為啟動(dòng)開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)方案。它讓實(shí)施低 dV/dt 開(kāi)關(guān)變得更加容易 

還有一個(gè)更復雜但是可以實(shí)現最高能效的方法是應用全諧振開(kāi)關(guān)，如使用輔助諧振變換極方法一樣，為此，Pre-Switch Inc. 開(kāi)發(fā)了新型控制器。圖 6 顯示的是電路拓撲結構和典型的開(kāi)關(guān)波形，它可完全消除打開(kāi)和關(guān)閉開(kāi)關(guān)損耗同時(shí)維持低 dV/dts。雖然此電路有助于降低 IGBT 開(kāi)關(guān)損耗和提高能效，但是 IGBT 仍然要承受由于需要移除每個(gè)循環(huán)中存儲的電荷造成的損耗。此外，IV 曲線(xiàn)中的拐點(diǎn)電壓的導電損耗影響也依舊存在。因而，SiC FET 能在所有負荷條件下獲得最好的峰值能效，它是沒(méi)有尾電流和拐點(diǎn)電壓的單極器件。轉換器還可以在 50-100kHz 這樣非常高的頻率下運行，帶來(lái)更平滑的正弦曲線(xiàn)輸出波形。這可以通過(guò)降低鐵損進(jìn)一步提高電機效率，再結合盡量降低的逆變器功率損耗，可讓純電動(dòng)車(chē)提高最大單次充電行駛里程。圖 6 中就是使用此模型與 SiC FET 的緊湊型 200kW 逆變器示例。

圖 6：可消除逆變器中所有開(kāi)關(guān)損耗的 ARCP 拓撲結構。該結構與 SiC FET 配合可以實(shí)現非常高的功率密度，而不會(huì )有高 dV/dt 開(kāi)關(guān)問(wèn)題。這會(huì )帶來(lái)非常高的電機運行能效以及非常高的逆變器能效 

結論

許多工業(yè)和學(xué)術(shù)團體都進(jìn)行過(guò)深入調查，結論是 SiC MOSFET 在提高牽引逆變器能效和延長(cháng)純電動(dòng)車(chē)單次充電行駛里程方面優(yōu)勢顯著(zhù)。在本文中，我們討論了這一評估結果的原因，并考慮了 SiC 逆變器中所用的功率晶體管的堅固性需求。我們介紹了適合純電動(dòng)車(chē)逆變器的三種實(shí)施拓撲結構，讓用戶(hù)可以選擇最適合其總體系統約束條件的方法。為了獲得最高的能效，ARCP 方案消除了所有開(kāi)關(guān)損耗，能最大程度利用 SiC FET 能帶來(lái)超低導電損耗的特性。