雜散電感對SiC和IGBT功率模塊開(kāi)關(guān)特性的影響探究

IGBT和碳化硅（SiC）模塊的開(kāi)關(guān)特性受到許多外部參數的影響，例如電壓、電流、溫度、柵極配置和雜散元件。本系列文章將重點(diǎn)討論直流鏈路環(huán)路電感（DC?Link loop inductance）和柵極環(huán)路電感（Gate loop inductance）對VE?Trac IGBT和EliteSiC Power功率模塊開(kāi)關(guān)特性的影響，本文為第一部分，將主要討論直流鏈路環(huán)路電感影響分析。

測試設置

雙脈沖測試 (Double Pulse Test ，DPT) 采用不同的設置來(lái)分析SiC和IGBT模塊的開(kāi)關(guān)特性。如表1所示，對于直流鏈路環(huán)路電感影響分析，可在直流鏈路電容和模塊之間添加母線(xiàn)來(lái)進(jìn)行。對于柵極環(huán)路電感影響分析，如表10所示，在柵極驅動(dòng)板和模塊之間添加外部插座或電線(xiàn)。為了研究模塊的開(kāi)關(guān)特性，本次測試使用 900V、1.7mQ EliteSiC Power功率模塊 (NVXR17S90M2SPC)和 750V Field Stop 4 VE－Trac Direct模塊 (NVH950S75L4SPB) 作為待測器件(DUT)。

圖 1. 雙脈沖測試設置

表1.直流鏈路環(huán)路電感測試設置

IGBT的開(kāi)關(guān)特性與直流鏈路環(huán)路電感(L_S)的關(guān)系

本節分析不同直流鏈路電感對IGBT開(kāi)關(guān)特性的影響。針對NVH950S75L4SPB模塊，按照如下條件進(jìn)行雙脈沖測試。

● DUT: 低邊FS4 750V 950A IGBT模塊 (NVH950S75L4SPB)

● VDC = 400 V

● I_C = 600 A

● V_GE = +15/?8 V

● R_G(on) = 4.0 Q

● R_G(off) = 12.0 Q

● T_vj= 25℃

表 1 列出了三種不同直流鏈路環(huán)路電感的配置，分析直流鏈路環(huán)路電感的影響。

圖 2顯示了在IGBT導通期間，不同的直流鏈路環(huán)路電感設置下的波形比較?？偨Y出特性如表2所示。環(huán)路電感設置越高，感應電壓 VCE 壓降越高，導通 di/dt 越慢。因此，較高的環(huán)路電感可降低導通損耗，因為損耗是 VCE 和 IC 隨時(shí)間變化的積分。

就二極管而言，在反向恢復峰值電流(Irrm)之后，較高的環(huán)路電感會(huì )影響二極管峰值電壓過(guò)沖。所以，采用較高的環(huán)路電感配置時(shí)，由于硬反向恢復特性導致的反向恢復損耗增大。因此，為了增強電磁兼容性（EMI），需要增加導通時(shí)的柵極電阻RG(on)。

圖 2. IGBT導通波形與直流鏈路環(huán)路電感(L_S)的關(guān)系

表 2. IGBT導通特性對比直流鏈路環(huán)路電感總結

圖 3顯示了在IGBT關(guān)斷期間，不同的直流鏈路環(huán)路電感下的波形比較?？偨Y出的特性如表3所示。環(huán)路電感設置越高，在關(guān)斷期間的 di/dt越慢，但由于雜散電感的影響，V_CE 峰值電壓會(huì )升高。因此，較高的環(huán)路電感會(huì )導致較高的關(guān)斷損耗，因為損耗是 V_CE 和 I_C 隨時(shí)間變化的積分。然而，在大電流驅動(dòng)時(shí)，較高的V_CE峰值電壓可能會(huì )超過(guò)V_CE電壓擊穿極限。因此，強烈建議增大關(guān)斷柵極電阻R_G(off)以抑制峰值電壓及振蕩現象。此外，嚴格遵循反向偏置安全工作區（RBSOA）是至關(guān)重要的系統設計因素，應當根據雜散電感和關(guān)斷速度來(lái)綜合考慮。

圖 3. IGBT關(guān)斷波形與直流鏈路環(huán)路電感(L_S)的關(guān)系

表 3. 總結：IGBT關(guān)斷特性對比直流鏈路環(huán)路電感

IGBT開(kāi)關(guān)特性與帶優(yōu)化柵極電阻R_G的直流鏈路環(huán)路電感(L_G)的關(guān)系

較高的直流鏈路環(huán)路電感，會(huì )因為導通期間產(chǎn)生較高的V_CE壓降而導致 E_on降低。從系統層面考慮，當直流鏈路電感較低時(shí)，必須增加R_G(on)以達到相似的電磁干擾水平。

在IGBT的關(guān)斷過(guò)程中，直流鏈路環(huán)路電感對V_CE過(guò)沖電壓的影響尤為顯著(zhù)，因為外部R_G(off)電阻對關(guān)斷階段的di/dt影響并不明顯。較高的V_CE電壓會(huì )導致反向偏置安全工作區（RBSOA）性能變差，因此需要根據直流鏈路環(huán)路電感來(lái)調整R_G(off)以?xún)?yōu)化性能。圖4展示了在IGBT導通階段，帶優(yōu)化導通電阻R_G(on)的情況下，在不同直流鏈路環(huán)路電感設置下的對比波形。由于 V_F 峰值和振蕩在 MHz 范圍內，是主要的 EMI 噪聲源之一，因此對 R_G(on)進(jìn)行調整，使其達到與初始 23 nH 測試設置相似的 V_F 電平。因此，帶有優(yōu)化 R_G(on)的直流鏈路環(huán)路電感采用較高設置，會(huì )導致較高的導通損耗E_on和較慢的 di/dt。

圖 4.IGBT導通波形與帶優(yōu)化電阻R_G(on)的直流鏈路環(huán)路電感的關(guān)系

表 4. 總結：IGBT導通特性與帶優(yōu)化電阻R_G(on)的直流鏈路環(huán)路電感

圖 5 顯示了IGBT關(guān)斷情況下，帶優(yōu)化關(guān)斷電阻R_G(off)的不同直流鏈路環(huán)路電感的對比波形。為了使V_CE過(guò)沖電平與初始的 23nH 設置類(lèi)似，在較環(huán)路電感設置中使用了較高的R_G(off)。結果顯示，較高直流鏈路環(huán)路電感設置導致較高的E_off和較慢的 dV/dt。

圖 5. IGBT關(guān)斷波形與帶優(yōu)化電阻R_G(off)的直流鏈路環(huán)路電感的關(guān)系

表 5. 總結：IGBT關(guān)斷特性與帶優(yōu)化電阻R_G(off)的直流鏈路環(huán)路電感

SiC MOSFET開(kāi)關(guān)特性與直流鏈路環(huán)路電感(L_S)的關(guān)系

本節分析不同直流鏈路電感對SiC MOSFET 開(kāi)關(guān)特性的影響。對NVXR17S90M2SPC模塊進(jìn)行雙脈沖測試條件如下：

● DUT: NVXR17S90M2SPC Low side

● VDC = 400 V

● I_D = 600 A

● V_GS = +18/?5 V

● R_G(on) = 3.9 Q

● R_G(off) = 1.8 Q

● T_vj= 25℃

圖6描述了不同直流鏈路環(huán)路電感在SiC MOSFET導通期間的對比波形，總結特性描述如表6。較高的環(huán)路電感設置，引起較高的感應電壓V_DS壓降和較慢的開(kāi)啟速度di/dt。結果顯示，會(huì )導致較低的導通損耗，因為損耗是V_DS和I_D隨時(shí)間的積分。

就二極管而言，反向恢復峰值電流之后，較高的環(huán)路電感會(huì )影響二極管峰值電壓。結果顯示，較高的環(huán)路電感配置會(huì )影響有快速恢復的更高的反向恢復損耗。由于迅速恢復，增加R_G(on)可能需要與EMI兼容。此外，在SiC MOSFET的情況下，EMI兼容性比IGBT更關(guān)鍵，因為它具有更大的振蕩幅度和頻率，可作為噪聲源工作。

圖 6. SiC MOSFET導通波形與直流鏈路環(huán)路電感的關(guān)系

表 6. SiC MOSFET導通特性與直流鏈路環(huán)路電感的總結

圖 7描述了不同直流鏈路環(huán)路電感情況下，在SiC MOSFET關(guān)斷期間的對比波形，總結特性描述于下表7中。較高的環(huán)路電感設置顯示關(guān)斷期間di/dt 較慢，VDS峰值較高是由于電感產(chǎn)生的電壓。結果顯示，較高的環(huán)路電感會(huì )導致較高的關(guān)斷損耗，因為損耗為 VDS和ID隨時(shí)間的積分。然而，在大電流驅動(dòng)情況下，較高的VDS峰值電壓可能會(huì )超過(guò)VDS的電壓限制。因此強烈建議增加RG(off)以抑制峰值電壓和振蕩。此外，應根據雜散電感和關(guān)斷速度考慮的重要系統設計因素，是遵循反向偏置安全工作區（RBSOA）和與 EMI 法規的兼容性。

圖 7.SiC MOSFET關(guān)斷波形與直流鏈路環(huán)路電感的關(guān)系

表 7. 總結：SiC MOSFET關(guān)斷特性與直流鏈路環(huán)路電感

SiC MOSFET開(kāi)關(guān)特性與帶優(yōu)化電阻R_G的直流鏈路環(huán)路電感(L_G) 的關(guān)系

較高的直流鏈路環(huán)路電感設置，在導通時(shí)通過(guò)較高的V_DS電壓降具有較低的 E_on。同時(shí)，從系統層面考慮，必須增加R_G(on)以補償V_SD電壓峰值/幅度和電磁干擾水平。此外，更高的VDS過(guò)壓會(huì )導致RBSOA性能變差，因此需要根據 直流鏈路環(huán)路調整R_G(off)電感設置。圖8描述了帶優(yōu)化R_G(on)的直流鏈路環(huán)路電感設置在SiC MOSFET導通期間的對比波形。調整R_G(on)，直到它具有與初始 23nH 測試設置相似的 V_SD 電平，因為V_SD峰值和振蕩是MHz范圍內重要的EMI噪聲源。因此，較高的直流鏈路環(huán)路電感設置顯示出較高的 E_on 和較慢的 di/dt。

圖 8. SiC MOSFET導通波形與帶優(yōu)化電阻R_G(on)的直流鏈路環(huán)路電感的關(guān)系

表 8. SiC MOSFET導通特性與帶優(yōu)化電阻R_G(on)的直流鏈路環(huán)路電感的總結

圖 9描述了帶優(yōu)化柵極電阻R_G(off)的不同直流鏈路環(huán)路電感在SiC MOSFET關(guān)斷特性之間的對比波形。保留V_DS過(guò)沖電平類(lèi)似于初始23nH設置，較高R_G(off)用于較高的環(huán)路電感設置。結果顯示，較高的直流鏈路環(huán)路電感設置顯示出較高的E_off和較慢的dV/dt。

圖 9. SiC MOSFET關(guān)斷波形與帶優(yōu)化柵極電阻R_G(off)的直流鏈路環(huán)路電感的關(guān)系

表 9. SiC 關(guān)斷特性與直流鏈路環(huán)路電感的總結

文章第二部分內容請見(jiàn)： 柵極環(huán)路電感對SiC和IGBT功率模塊開(kāi)關(guān)特性的影響分析