射頻電源應該如何接地？數字射頻存儲技術(shù)是什么？

　　射頻電源應該如何接地？

　　在Vcc星型拓撲的主節點(diǎn)處最好放置一個(gè)大容量的電容器，如2.2μF。該電容具有較低的SRF，對于消除低頻噪聲、建立穩定的直流電壓很有效。IC的每個(gè)電源引腳需要一個(gè)低容量的電容器（如10nF），用來(lái)濾除可能耦合到電源線(xiàn)上的高頻噪聲。對于那些為噪聲敏感電路供電的電源引腳，可能需要外接兩個(gè)旁路電容。例如：用一個(gè)10pF電容與一個(gè)10nF電容并聯(lián)提供旁路，可以提供更寬頻率范圍的去耦，盡量消除噪聲對電源電壓的影響。每個(gè)電源引腳都需要認真檢驗，以確定需要多大的去耦電容以及實(shí)際電路在哪些頻點(diǎn)容易受到噪聲的干擾。

　　良好的電源去耦技術(shù)與嚴謹的PCB布局、Vcc引線(xiàn)（星型拓撲）相結合，能夠為任何RF系統設計奠定穩固的基礎。盡管實(shí)際設計中還會(huì )存在降低系統性能指標的其它因素，但是，擁有一個(gè)“無(wú)噪聲”的電源是優(yōu)化系統性能的基本要素。

　　圖3：過(guò)孔的電特性模型。

　　接地和過(guò)孔設計

　　地層的布局和引線(xiàn)同樣是WLAN電路板設計的關(guān)鍵，它們會(huì )直接影響到電路板的寄生參數，存在降低系統性能的隱患。RF電路設計中沒(méi)有唯一的接地方案，設計中可以通過(guò)幾個(gè)途徑達到滿(mǎn)意的性能指標?？梢詫⒌仄矫婊蛞€(xiàn)分為模擬信號地和數字信號地，還可以隔離大電流或功耗較大的電路。根據以往WLAN評估板的設計經(jīng)驗，在四層板中使用單獨的接地層可以獲得較好的結果。憑借這些經(jīng)驗性的方法，用地層將RF部分與其它電路隔離開(kāi)，可以避免信號間的交叉干擾。如上所述，電路板的第二層通常作為地平面，第一層用于放置元件和RF引線(xiàn)。

　　接地層確定后，將所有的信號地以最短的路徑連接到地層非常關(guān)鍵，通常用過(guò)孔將頂層的地線(xiàn)連接到地層，需要注意的是，過(guò)孔呈現為感性。圖3所示為過(guò)孔精確的電氣特性模型，其中Lvia為過(guò)孔電感，Cvia為過(guò)孔PCB焊盤(pán)的寄生電容。如果采用這里所討論的地線(xiàn)布局技術(shù)，可以忽略寄生電容。一個(gè)1.6mm深、孔徑為0.2mm的過(guò)孔具有大約0.75nH的電感，在2.5GHz/5.0GHz WLAN波段的等效電抗大約為12Ω/24Ω。因此，一個(gè)接地過(guò)孔并不能夠為RF信號提供真正的接地，對于高品質(zhì)的電路板設計，應該在RF電路部分提供盡可能多的接地過(guò)孔，特別是對于通用的IC封裝中的裸露接地焊盤(pán)。不良的接地還會(huì )在接收前端或功率放大器部分產(chǎn)生有害的輻射，降低增益和噪聲系數指標。還需注意的是，接地焊盤(pán)的不良焊接會(huì )引發(fā)同樣的問(wèn)題。除此之外，功率放大器的功耗也需要多個(gè)連接地層的過(guò)孔。

　　圖4. 以MAX2827參考設計板為例的PLL濾波器元件布局。

　　濾除其它級電路的噪聲、抑制本地產(chǎn)生的噪聲，從而消除級與級之間通過(guò)電源線(xiàn)的交叉干擾，這是Vcc去耦帶來(lái)的好處。如果去耦電容使用了同一接地過(guò)孔，由于過(guò)孔與地之間的電感效應，這些連接點(diǎn)的過(guò)孔將會(huì )承載來(lái)自?xún)蓚€(gè)電源的全部RF干擾，不僅喪失了去耦電容的功能，而且還為系統中的級間噪聲耦合提供了另外一條通路。

　　在本文的后面部分將會(huì )看到，PLL的實(shí)現在系統設計中總是面臨巨大挑戰，要想獲得滿(mǎn)意的雜散特性必須有良好的地線(xiàn)布局。目前，IC設計中將所有的PLL和VCO都集成到了芯片內部，大多數PLL都利用數字電流電荷泵輸出通過(guò)一個(gè)環(huán)路濾波器控制VCO。通常，需要用二階或三階的RC環(huán)路濾波器濾除電荷泵的數字脈沖電流，得到模擬控制電壓?？拷姾杀幂敵龅膬蓚€(gè)電容必須直接與電荷泵電路的地連接。這樣，可以隔離地回路的脈沖電流通路，盡量減小LO中相應的雜散頻率。第三個(gè)電容（對于三階濾波器）應該直接與VCO的地層連接，以避免控制電壓隨數字電流浮動(dòng)。如果違背這些原則，將會(huì )導致相當大的雜散成分。

　　數字射頻存儲技術(shù)是什么？

　　數字射頻存儲器（DRFM）是現代電子對抗系統中有源雷達干擾機的主要組成部分，用于將接收到的雷達信號精確地復制后再返回該雷達系統，以此來(lái)混淆該系統。正是應用DRFM的精確復制雷達信號的特點(diǎn)，DRFM技術(shù)已經(jīng)廣泛應用于各種雷達回波信號發(fā)生器、雷達綜合測試儀和各類(lèi)通用信號源的研制。為了更好地保真復制各類(lèi)信號，為研究數字射頻存儲器提供可靠的仿真理論依據是本文的主要研究?jì)热荨?/p>

　　1 基本原理

　　數字射頻存儲（DRFM）的基本工作原理：首先將輸入射頻信號下變頻為中頻信號，經(jīng)A／D變換后成為數字信號，寫(xiě)入高速存儲器中。當需要重發(fā)這一信號時(shí)，在控制器控制下讀出此數字信號并由D／A變換為模擬信號。然后用同一本振作上變頻，得到射頻輸出信號，完成對輸人信號的存儲轉發(fā)。

　　首先對量化過(guò)程進(jìn)行分析，現假設基帶輸入信號為一個(gè)正弦信號gi（t）=Esinωit，量化位數為N，經(jīng)過(guò)量化后的信號可用階梯波y（t）表示，y（t）可以被認為是N對矩形波的疊加。如果A／D變換的量化位數為m，那么正或負半周的量化臺階數為N=2m-1。

　　階梯波的表達式為：

　　E2n+1就是量化產(chǎn)生的諧波分量幅度，可由該式計算各階諧波的功率。

　　在采樣的過(guò)程中，為簡(jiǎn)便起見(jiàn)，以一位量化信號作為輸入，則輸入信號為：

　　式中：E，ωi分別為輸入信號的幅度和角頻率。設采樣脈沖信號為fs（t），采樣后的信號為fo（t），則采樣過(guò)程在時(shí)域上的數學(xué)表示式為fo（t）=fi（t）fs（t），在DRFM中采用等間隔均勻采樣，采樣周期為T(mén)s，采樣時(shí)鐘頻率ωs=2πfs。在實(shí)際電路中，采樣是在采樣脈沖上升的瞬間完成的。因此采樣脈沖的寬度可以看成一個(gè)窄脈寬，用τs。來(lái)表示。采樣脈沖的傅里葉級數為：

　　式中：Es，τs，Ts和ωs分別為采樣信號的幅度、脈寬、周期和角頻率。則：

　　在式（6）中，第一項是基帶的諧波信號，是由量化所產(chǎn)生的頻譜成分，只有在基帶濾波器內，諧波將成為寄生信號，所有nωi》ωs／2的項將被濾除（n取奇數）；第二項則完全在濾波器外，不用考慮；第三項是交調信號，滿(mǎn)足（mωs-nωi）《ωs／2的所有成分，將成為交調寄生信號，它們是信號諧波與時(shí)鐘諧波的交叉調制引起的。若以D表示脈沖信號占空比，且忽略第二項，則式（6）變?yōu)椋?/p>

　　式（8），式（9）即為計算1 b量化DRFM的高次諧波和交調信號幅度的方法。

　　2 仿真模型

　　通過(guò)建立數學(xué)模型，應用當前功能強大的Matlab中Simulink工具箱可以很好地實(shí)現該系統的仿真。采樣與量化過(guò)程的仿真建模如圖1所示。

　　信號發(fā)生部分采用Signal Generator模塊產(chǎn)生正弦波；噪聲源采用Gaussian Noise Generator，Zero-Order Hold模塊實(shí)現采樣功能。Compare To Zero模塊實(shí)現單比特量化，Uniform. Encoder模塊實(shí)現多比特量化。各路信號分別經(jīng)Data Type Conversion轉換為合適的數據格式，送入Spectrum Scope顯示頻譜。該模型同時(shí)顯示四路信號經(jīng)處理后的頻譜，四路信號由同一信號源產(chǎn)生，以使得結果更具可比較性。為了盡量模擬實(shí)際環(huán)境，加入了均值為0、方差為0．01的高斯噪聲。

　　3 仿真分析

　?。?）輸入信號頻率fi=10 MHz，經(jīng)理論分析計算得到表1。

　　對模型進(jìn)行仿真得到結果如圖2所示（（a）～（d）分別對應于仿真模型的四個(gè)支路）。

　?。?）輸入信號頻率fi=20 MHz。經(jīng)理論分析計算得到表2；對模型進(jìn)行仿真結得到結果如圖3所示（（a）～（d）分別對應于仿真模型的四個(gè)支路）。

　　由理論圖表及仿真圖形可知，該組仿真方案沒(méi)有諧波產(chǎn)生，頻譜圖中僅有45 MHz處的基波和15 MHz，75 MHz處的交調，這一現象是由于信號頻率過(guò)高，以致于諧波頻率過(guò)高而被基帶濾波器除去。盡管沒(méi)有諧波產(chǎn)生，但是交調的功率很大，對系統的高性能工作同樣是一個(gè)不利因素。

　　4 結 語(yǔ)

　　綜上所述，根據采樣與量化過(guò)程仿真分析可以得出：

　?。?）采樣和量化使信號頻譜發(fā)生變化，出現了新的頻率分量——諧波和交調，降低了DRFM的有效發(fā)射功率，使得系統的工作能力變差。

　?。?）噪聲污染會(huì )使頻譜變得更加復雜，對于一個(gè)系統，輸出信噪比取決于輸入信噪比和系統內部信噪比，因此噪聲的存在必將降低DRFM的信噪比。

　?。?）總的來(lái)講，諧波分量隨頻率增加降低，而交調分量隨頻率增加升高，也就是說(shuō)高次諧波幅度較低次的小，而高次交調幅度較低次的大。

　?。?）當信號頻率和采樣率一定時(shí)，提高采樣率或增加量化位數都可以起到抑制寄生信號的作用。具體來(lái)講，提高采樣率對交調有很好的抑制作用，而對諧波作用不明顯；增加量化位數對交調和諧波都有很好抑制作用。