用直接變頻技術(shù)降低WLAN無(wú)線(xiàn)電成本
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零中頻(ZIF)的概念是把信息直接轉換到發(fā)送頻帶發(fā)送(在接收端，反過(guò)來(lái)直接從收到的頻帶恢復出信息)，它不是一個(gè)新概念，早在超外差接收機結構出現之前就已經(jīng)有人研究過(guò)。盡管在歷史上，直接下變頻(direct-down-conversion)結構，也稱(chēng)作自差結構，曾是一種很難真正實(shí)現的結構，但因為其整體結構簡(jiǎn)單，零部件也可以顯著(zhù)減少，從而一直引人注意。設計者面臨的挑戰包括非常棘手的直流偏移問(wèn)題。但是如果能把先進(jìn)的技術(shù)和優(yōu)良的設計實(shí)踐結合起來(lái)，許多這樣的問(wèn)題可以解決，使ZIF技術(shù)既可以用在單邊帶也可以用在雙邊帶無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)的無(wú)線(xiàn)電臺上。
采用ZIF技術(shù)確實(shí)可以解決無(wú)線(xiàn)電不得不面對的許多寄生偽頻率干擾問(wèn)題，付出的代價(jià)是必須解決新出現的一個(gè)非常大的直流信號。為了解決這一問(wèn)題，我們必須對直流電產(chǎn)生的熱量和外圍兩個(gè)要素進(jìn)行考慮。
因為大多數ZIF無(wú)線(xiàn)電臺放大器工作在基帶，它需要匹配的平衡自動(dòng)增益控制(AGC) 放大器。另外一個(gè)問(wèn)題是無(wú)線(xiàn)電發(fā)射機本振產(chǎn)生的泄漏正好位于頻帶的中心，會(huì )干擾附近接收機的正常工作。
零中頻
用ZIF技術(shù)時(shí)，被調制的信號是以直流為中心的低頻信號，它必須與實(shí)際電路引入的各種外來(lái)干擾直流低頻率信號競爭。被處理的信號不能有任何顯著(zhù)的直流分量，因為我們沒(méi)有辦法確定這個(gè)直流分量的哪一部分屬于被處理的信號。符合這個(gè)準則的有許多波形，例如直接序列擴頻(DSSS)，它使用雙邊帶壓縮的載波相移鍵控調制。另外一種波形是不用中心載波的正交頻分復用(OFDM)。
該信號強度的變化范圍在75dB左右。它可以比混頻器的固有直流偏置引入的直流弱30到40dB。然而，最大的問(wèn)題是這個(gè)直流不是固定的，而是隨著(zhù)外部條件的變化而變化，如時(shí)間、電源電壓、溫度等，最糟糕的是它還會(huì )隨著(zhù)信號電平調正增益的變化而變化。這就是說(shuō)，為了確保這個(gè)直流電平不會(huì )對信號產(chǎn)生干擾，必需進(jìn)行動(dòng)態(tài)直流補償。必需進(jìn)行補償的一個(gè)外部因素是信號在附近表面反射后再次進(jìn)入了天線(xiàn)。由于反射相位角和強度的不同，由此而產(chǎn)生的直流可以有很大范圍的變化。
如果附近表面是運動(dòng)著(zhù)的，還會(huì )產(chǎn)生多普勒分量和一個(gè)快速變化的衰落分量。另外還會(huì )有一個(gè)影響來(lái)自于附近表面對天線(xiàn)本身產(chǎn)生的電壓駐波比(VSWR)。如果由于近場(chǎng)的加載引起了電壓駐波比的變化，信號就會(huì )被反射回混頻級，產(chǎn)生直流。因為這個(gè)直流是隨時(shí)間而變化的，所以交流耦合或直流反饋回路的頻率響應曲線(xiàn)的拐角必需比這個(gè)由反射引起的直流變化快。這個(gè)頻率通常在100kHz左右。必需考慮把這個(gè)交流耦合的響應時(shí)間包括在采集時(shí)間中，特別當采用802.11a 協(xié)議時(shí)更應該如此，因為它只允許16ms的前導信號。
直流補償
有幾種辦法可以來(lái)對付直流和增益平衡問(wèn)題：
● 避免使用ZIF,可考慮使用超外差技術(shù)，這樣把直流排除到頻帶外，信號可以只用一個(gè)放大器放大；
● 各個(gè)級之間全都采用交流耦合；
● 使用帶交流耦合反饋的直流耦合(其性能類(lèi)似交流耦合)。
若要把ZIF概念付諸實(shí)踐，還有許多必要的權衡工作要做。零中頻接收機通過(guò)天線(xiàn)基本上把整個(gè)頻譜都接收下來(lái)，然后通過(guò)單邊帶下變頻，把想要的高頻率信號變換為基帶信號或者常常是零中頻信號。接下去，用低通濾波器(LPF)去除所有沒(méi)用信號只留下感興趣的信號，然后再放大并檢出信號。
合成器的工作頻率與包含接收信息的高頻是一致的，通過(guò)單邊帶下變頻后的信號頻率是以直流為中心的低頻率信號。通常，想要接收的低頻率信號必定與直流信號一樣進(jìn)行處理，因此它必需克服混頻器中產(chǎn)生的相對較大的直流偏移，才能正確檢出。此外基帶信號很復雜，有實(shí)部和虛部?jì)刹糠?。這兩部分信號的幅度變化范圍可以從幾個(gè)毫伏到幾個(gè)伏。放大時(shí)必需要有很高的線(xiàn)性度以維持信號的相對幅度和相位不變。所以自動(dòng)增益控制電路必需能在兩個(gè)匹配得非常好的自動(dòng)增益控制放大器中處理很大的增益變化。
ZIF耦合的選擇
有兩種ZIP的耦合方式可供選擇：交流耦合或直流耦合。如果射頻信號是直接序列擴頻或正交頻分復用類(lèi)型的, 則基帶信號可以采用交流耦合的方式，也可以用交流放大器來(lái)放大基帶信號，如圖1所示。
這個(gè)辦法解決了ZIF接收機的一個(gè)問(wèn)題。但是用這種辦法有一個(gè)難點(diǎn)，即需要使用大量的分立電容器，而且需要在每一級上安裝開(kāi)關(guān)設法使信號進(jìn)入或繞過(guò)芯片。
由于電路中需要用到許多電容器，目前集成這樣的電路還存在不可克服的技術(shù)難點(diǎn)，因此這個(gè)方法是不可行的。如果把前置放大器、混頻器、低通濾波器和自動(dòng)增益控制放大器都集成在一個(gè)芯片上，而且把信號看成平衡差分信號來(lái)處理，則每個(gè)交流耦合級需要八條引腳和四個(gè)電容器。用這種解決辦法至少需要兩個(gè)交流耦合級。
直流耦合接收機：可以通過(guò)用電容器的辦法來(lái)達到去除直流(DC nulling)的目的, 也可以用直流反饋技術(shù)來(lái)實(shí)現同樣的功能，如圖2所示。在這兩種情況下，都需要高通頻率特性的濾波器。采用直流反饋技術(shù)的好處在于不需要設法使信號繞過(guò)芯片，也不需要用任何電容器。
典型的頻譜中包含有許多種幅度差別很大的信號。這樣就有必要為接收機設計一個(gè)動(dòng)態(tài)范圍很大輸入級。想接收的信號可能位于這個(gè)頻譜的低端，也說(shuō)不定位于高端。所有的信號處理過(guò)程一定以信號環(huán)境的整個(gè)頻譜范圍來(lái)考慮的，直到把帶寬逐步縮小到只出現感興趣的信號。接下去，需要處理只有這個(gè)感興趣信號的動(dòng)態(tài)范圍。
如果該信號可以用交流耦合并被實(shí)行硬限制(hard-limited)，則它就很容易處理。然而對一個(gè)信號的實(shí)部和虛部分別進(jìn)行硬限制，會(huì )損壞該信號的相位和幅度特性。因為基帶信號需要進(jìn)行線(xiàn)性放大，為此必需用具有跟蹤增益控制的一組匹配放大器(包括獨立的實(shí)部和虛部放大器)來(lái)實(shí)現。
其他考慮
因為零中頻接收機沒(méi)有中頻級，就不存在使其覆蓋非常寬的信號頻率范圍的基本問(wèn)題。頻率范圍的限制主要取決于預選擇濾波器、射頻放大器級和本地振蕩器調諧范圍的帶寬。了解了這些以后，零中頻接收機就可以很容易地覆蓋許多頻帶。集成電路技術(shù)允許放大器的緊密匹配，這樣就能實(shí)現自動(dòng)增益控制。這些放大器必需在一個(gè)很寬的增益控制范圍內在增益和相位方面匹配。
另外還需要考慮的是增益控制的反應必需非?？煲赃m應信息包通信。例如 IEEE802.11a 的信號前導長(cháng)度只有16毫秒，自動(dòng)增益控制和直流補償設定必需在這段時(shí)間內完成。
低通濾波器
低通濾波器是零中頻接收機信道選擇的唯一防線(xiàn)。接收機帶內的信道選擇全靠這個(gè)濾波器實(shí)現。這并非指預選擇濾波器是不需要的，而是指這個(gè)濾波器覆蓋的頻帶實(shí)在太寬了，因而不能很好地選擇相鄰信道的信號。
低通濾波器一定要能處理本地振蕩器的泄漏和從混頻器送來(lái)的射頻。例如，符合802.11a 協(xié)議要求信號的低通濾波器的通帶寬度應該是8MHz，本振泄漏頻率應該是5.3 GHz。所以如果器件的自諧振頻率低于這個(gè)頻率，根據理論分析，五個(gè)極點(diǎn)Butterworth濾波器是做不到的。如果濾波器是有源的，它將會(huì )需要一個(gè)帶有增益帶寬分量的增益部件。
如果泄漏信號的頻率等于或大于放大器的增益帶寬，則該濾波器不可能達到理想的頻率響應。如果想把電平幅度大于放大器壓擺率極限值的大幅度的信號去掉，也會(huì )造成信號的很大的失真和交叉調制。
因此，可能需要一個(gè)無(wú)源的集中參數的濾波器或一個(gè)無(wú)源和有源的混頻器。從低通濾波器輸出的信號將包含想要接收的信號和噪聲還包含所有其他信道的殘留的信號。在純零中頻情況下，期待的信號占絕對優(yōu)勢，因此，不再需要附加的濾波器。
這個(gè)想要接收的信號，參照天線(xiàn)上場(chǎng)強，可以從-95dBm變化到 -20dBm，因此必需能容納正負75dB的動(dòng)態(tài)范圍。如果沒(méi)有前置放大器，需要采用18位的A/D轉換器；如果用一個(gè)60dB的自動(dòng)增益控制(AGC)放大器，則只需要采用8位的A/D轉換器就行了。做一個(gè)高位數的A/D轉換器和做一個(gè)能滿(mǎn)足要求的平衡放大器各有困難之處，需要做一下權衡。
若在A(yíng)/D轉換以后還需要做附加的濾波，則附加的動(dòng)態(tài)范圍必需達到附加的對A/D轉換所要求的精度。在這一點(diǎn)上可以做一些折衷，如果用較高的A/D轉換精度，就可以減輕自動(dòng)增益控制放大器的負擔，也可以對A/D轉換前的濾波要求低一些。
這些自動(dòng)增益控制放大器是工作在基帶上的，故它們分別位于實(shí)部和虛部路徑，并且具有一致的特性。這就是說(shuō)，它們是一起受到控制的，必定在整個(gè)信號強度變化范圍內受到控制，輸出變化在1dB左右。這些放大器的相位偏移一定需要在整個(gè)控制范圍內得到匹配，但這不是一個(gè)太強制性的需求，因為這些放大器的帶寬可以比信號帶寬寬得多。
從某些角度看，零中頻無(wú)線(xiàn)電其性能優(yōu)于傳統的超外差式無(wú)線(xiàn)電臺。它不需要使用會(huì )使信號產(chǎn)生組延遲現象的聲表面波濾波器。從另外一方面看來(lái)，這就是意味著(zhù)，由于不使用高性能的聲表面波濾波器，零中頻無(wú)線(xiàn)電將比較少地受到相鄰無(wú)線(xiàn)電的干擾。此外零中頻無(wú)線(xiàn)電除了受直流的影響外，更少受到虛假信號的干擾。但目前零中頻無(wú)線(xiàn)電的功率消耗還有些高，為了解決這個(gè)難題，還需要引進(jìn)先進(jìn)的電流技術(shù)。
然而，從所需元件的個(gè)數這一角度來(lái)看，零中頻無(wú)線(xiàn)電的結構具有壓倒性的優(yōu)勢，請看圖3。參考建議的IEEE802.11g標準，我們知道，零中頻技術(shù)還需要采用先進(jìn)的電路設計來(lái)提高必要的實(shí)部/虛部增益以及相位平衡，才能支持54Mbps速率的正交頻分復用信號的高錯誤矢量幅度和信噪比。這還包括進(jìn)行內部校準來(lái)處理信號的損壞。
雙頻段零中頻接收機
圖4所示的雙頻段無(wú)線(xiàn)電具有兩個(gè)互相補充的頻段：2.4 GHz ISM 頻段和5.2GHz U-NII 頻段。對于這種無(wú)線(xiàn)來(lái)說(shuō)，最常用的接收技術(shù)是采用一個(gè)濾波器，把這個(gè)濾波器安裝在實(shí)際中可以做到的盡可能接近天線(xiàn)的地方(在任何放大級前)，而且把頻帶調得盡可能窄。
如接收機必需覆蓋一個(gè)頻率段，那么這個(gè)頻率段就是預選擇濾波器所需要的帶寬。如果接收機必需覆蓋兩個(gè)頻率段，例如，ISM頻段和U-NII頻段，則可以采用兩種方案來(lái)設計接收機：1)在覆蓋不同頻段的兩個(gè)濾波器之間切換；2)把濾波器分割為兩個(gè)通帶。對這個(gè)兩個(gè)通帶，也需要用一個(gè)合成的開(kāi)關(guān)逐一進(jìn)行處理。
如果頻率合成器沒(méi)有切換開(kāi)關(guān)，從U-NII頻段切換到ISM頻段需要一個(gè)額外的調諧區。這可以用一個(gè)用于壓控振蕩器的元件，即控制電容或電感變化的開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現。零中頻接收機沒(méi)有虛假頻率問(wèn)題，所以從理論上講它能處理多個(gè)八輸入(multi-octave-input)濾波器帶寬問(wèn)題。
實(shí)際上，因為這樣做會(huì )允許更多的信號帶內的能量以及諧波輸入，使得接收機動(dòng)態(tài)范圍的要求更難實(shí)現。于是，在輸入頻帶中會(huì )存在非常低階的交叉調制乘積項。若采用雙頻段技術(shù)，在擁擠的PCMCIA線(xiàn)路板尾部還需要采用創(chuàng )新的天線(xiàn)技術(shù)。
結語(yǔ)
先進(jìn)技術(shù)和優(yōu)良設計規范的互相結合，為我們帶來(lái)了采用直接變頻技術(shù)無(wú)線(xiàn)電的許多優(yōu)點(diǎn)，用直接變頻技術(shù)可大幅度降低WLAN無(wú)線(xiàn)電成本?！?(環(huán)宇)
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