適用于小功率電機驅動(dòng)系統的MOSFET逆變模塊

摘要
　　本文介紹新型的MOSFET逆變模塊，用于驅動(dòng)風(fēng)扇和水泵中的小型直流無(wú)刷電機。這種功率模塊集成了6個(gè)MOSFET和相應的高壓柵極驅動(dòng)電路 (HVIC)。通過(guò)使用專(zhuān)門(mén)設計的MOSFET和HVIC，該模塊能提供最小的功耗和最佳的電磁兼容 (EMC) 特性。本文將探討這種逆變模塊在電機驅動(dòng)應用中所涉及的封裝設計、MOSFET和HVIC，并著(zhù)重討論其中的功率損耗、電磁干擾和噪聲問(wèn)題。
　　電氣設計;
　　對于小型電機驅動(dòng)系統，MOSFET在功耗、成本和性能方面較其它功率開(kāi)關(guān)管更具優(yōu)勢。MOSFET的正向特征電阻為歐姆級 (見(jiàn)圖1(a)) ；其導通損耗與漏極電流的平方成正比，當漏極電流低于1A時(shí)，其導通損耗低于額定功率相同的IGBT的導通損耗，這是因為IGBT在通態(tài)時(shí)存在閾值電壓，該電壓隨逆變輸出功率的下降而顯著(zhù)增加。大多數空調使用的風(fēng)扇電機功率在50W以下；在這個(gè)功率級別上，基于MOSFET的逆變器的效率高于IGBT。

　　至于其反向特性 (參見(jiàn)圖1(a))，MOSFET中固有的體二極管可充當IGBT逆變器中的快速恢復二極管 (FRD) ；即可以通過(guò)電子擴散過(guò)程實(shí)現快速而平滑的恢復特性，同時(shí)節省了引線(xiàn)框內芯片的占用空間。由于MOSFET比一般FRD尺寸大，其反向壓降小，而且在柵極為高時(shí)，該壓降甚至會(huì )更小，這是因為MOSFET溝道本身就允許雙向電流。MOSFET的另一個(gè)優(yōu)勢是其耐用強度。它比IGBT的耐用強度高；與額定功率相同的其它器件相比，具有更寬的安全運行區 (SOA)。本文所介紹逆變模塊中的MOSFET在典型的運行條件 (Vcc=15V, Vdc=300V, Tc=25℃) 下，都能承受80ms的短路電流 (見(jiàn)圖2)。而且，在出現電涌時(shí)，基于MOSFET逆變器的抵御能力優(yōu)于額定電壓相同的IGBT方案，這已被開(kāi)關(guān)器件的雪崩額定電壓值所證實(shí)。因此，在220V下可采用額定電壓為500V的MOSFET，而在相同條件下采用IGBT，其額定電壓則需要達到600V。但是，傳統的MOSFET開(kāi)關(guān)速度極高。MOSFET通常用于快速開(kāi)關(guān)轉換器，如AC/DC或DC/DC電源，這些應用場(chǎng)合要求柵極電荷Qg盡可能少，以降低開(kāi)關(guān)損耗。不過(guò)，在電機驅動(dòng)應用中，這種快速特性沒(méi)有用處，尤其是高的dV/dt值還會(huì )引起電磁干擾。穩定性與最佳性能不易兼顧.

　　通常，增加柵極阻抗會(huì )降低MOSFET的開(kāi)關(guān)速度。在如圖3(a)所示的半橋電路中，如果高壓側MOSFET的柵極阻抗 (在HVIC中實(shí)現) 大，將會(huì )存在一定的短路電流；這個(gè)電流是上面那個(gè)MOSFET導通時(shí)的密勒電容Cgd感應產(chǎn)生的，不嚴重時(shí)一般不會(huì )察覺(jué)。但是，正如圖3(b)所示，這種異常行為會(huì )增加逆變開(kāi)關(guān)的損耗 (導通損耗)，并最終減弱系統的額定功率和穩定性。在這樣的瞬態(tài)過(guò)程中，要降低開(kāi)關(guān)速度，同時(shí)又不失穩定性，上方那個(gè)MOSFET的V_gs應小于閾值電壓V_th。換句話(huà)說(shuō)，最好通過(guò)調節HVIC的關(guān)斷阻抗來(lái)保證系統的穩定性，防止因電壓變化而感應短路電流。但這會(huì )增加MOSFET的關(guān)斷dV/dt值。

　　除了穩定性外，在確定柵極電阻時(shí)，還應考慮空載時(shí)間和延遲時(shí)間之類(lèi)的運行要求。電壓源逆變器的空載時(shí)間會(huì )降低輸出電壓的質(zhì)量，進(jìn)而降低電機的轉速性能。而且，這個(gè)問(wèn)題會(huì )隨開(kāi)關(guān)頻率的增大而進(jìn)一步惡化。消費電子應用中的開(kāi)關(guān)頻率一般在16kHz以上，這是為了防止可聽(tīng)見(jiàn)音頻帶 (人耳可聽(tīng)到的頻帶) 噪聲；系統開(kāi)發(fā)人員一般都希望將系統的空載時(shí)間設計為1ms。1ms的理論極限 (控制器可設置的最小值) 可由公式 (1) 計算。

　　T_dead=max(T_off,LS-T_d(on),HS,T_off,HS-T_d(on),LS);;;;;;;; (1)
　　這里，T_d(on)為導通時(shí)的傳送延遲 (從輸入信號脈沖的50%起到電流達到穩定所需的時(shí)間) ；T_off為關(guān)斷時(shí)的傳送延遲 (從輸出信號脈沖的50%起到整流換向完畢所需的時(shí)間)。下標HS和LS分別表示高壓側和低壓側MOSFET。要滿(mǎn)足空載時(shí)間要求，可延長(cháng)T_d(on)，即增加導通柵極電阻。但這種方法不適用于通過(guò)檢測直流通道電流來(lái)測量三相電流的系統，因為這種系統的一個(gè)關(guān)鍵要求是導通延遲要小。當輸出脈沖寬度小于功率器件的導通延遲時(shí)，不能用電流檢測技術(shù)來(lái)測量逆變器的輸出電流。增大導通延遲會(huì )增加電流檢測的不確定性，尤其是在調制指數小的低速運行情況下。因此，增加導通延遲雖能縮短空載時(shí)間，但卻會(huì )減弱電機的低速性能。
　　上述問(wèn)題不能通過(guò)調節某一時(shí)刻的柵極電阻來(lái)解決。為了獲得最佳的性能 (最佳空載時(shí)間、最佳延遲時(shí)間)，同時(shí)又保持穩定性 (防止dV/dt感應出短路電流)，必須針對電機定 制MOSFET。除調節柵極電阻外，還需要優(yōu)選MOSFET的Q_g和V_th。在本文介紹的逆變模塊中，MOSFET的Q_g比值 (即Q_gd/Q_gs) 被設置為2.0左右，以防止在最壞的情況下出現短路電流。根據這個(gè)電荷值確定出適合的柵極電阻范圍。功率MOSFET的延遲時(shí)間是Vth的對數函數。因此，V_th的變化范圍對確定最壞情況的延遲時(shí)間和空載時(shí)間有很大作用。在滿(mǎn)足這些要求的同時(shí)，輸出電壓變化 (dV/dt) 應當小，以降低電磁干擾。圖1(a)和(b)所示的開(kāi)關(guān)特性是滿(mǎn)足如下條件時(shí)測試的結果：dV/dt=2kV/ms，空載時(shí)間=1.0ms，導通延遲時(shí)間=2.5ms (延遲時(shí)間是在最壞的運行情況下，并考慮柵極電阻和其它器件參數的離差后，從輸入信號脈沖中心到建立電流穩定所需的時(shí)間)。我們已通過(guò)適當選擇柵極導通電阻和閾值電壓達到了這些條件。
　　除了這些可預先確定的特性外，用戶(hù)還可控制模塊的開(kāi)關(guān)速度。象其它SPM系列一樣，本文介紹的這種模塊在高壓側MOSFET上提供開(kāi)放源極輸入端，允許用戶(hù)加入自己的阻抗單元來(lái)控制高壓側MOSFET的開(kāi)關(guān)速度，從而在開(kāi)關(guān)損耗與電磁干擾之間作出最佳平衡。

　　應用方面的考慮
　　圖4給出了本模塊的一個(gè)應用示例。在圖4(a)和(b) 的模擬中，假設結區溫度Tj保持為125℃；該溫度為本模塊的最大工作結區溫度。通過(guò)這項模擬，肯定當模塊外殼溫度控制在100℃并采用空間向量調制 (SVPWM) 時(shí)，輸出功率可大于Pout=100W，并允許Pd=16W的功率損耗。根據這些信息，我們利用一臺130W BLDC電機(正弦反電動(dòng)勢) 和圖4(c)所示的電路，對模塊的額定功率進(jìn)行驗證實(shí)驗。實(shí)驗中采用的散熱片有效表面積約為100cm2。采用該散熱片后，模塊在20kHz SVPWM下可向電機輸出150W的功率；熱功耗為12W。而此時(shí)模塊的外殼溫度為86℃，MOSFET結區溫度為104℃，環(huán)境溫度27℃。在同樣條件下采用圖4(d)所示的非連續PWM時(shí)，由于有效開(kāi)關(guān)頻率降低，模塊的功耗可達到8W，而逆變器效率可達到95%。此時(shí)，模塊的外殼溫度為62℃，結區溫度為82℃(已考慮電機鐵芯的損耗)，逆變器的損耗為整個(gè)系統功耗的27%。