差分信號回流路徑的全波電磁場(chǎng)解析（一）

1、差分信號簡(jiǎn)介

當驅動(dòng)器在傳輸線(xiàn)上驅動(dòng)一路信號時(shí)，在信號線(xiàn)和返回路徑之間會(huì )存在一個(gè)信號電壓，通常稱(chēng)為單端傳輸線(xiàn)信號。當兩路驅動(dòng)器驅動(dòng)一個(gè)差分對時(shí)，除了各自的單端信號外，這兩路信號線(xiàn)之間還存在著(zhù)一個(gè)電壓差，稱(chēng)為差分信號。與單端信號相比，差分信(DifferentialSignal)在信號完整性方面有很多優(yōu)勢。如降低了軌道塌陷和EMI,有更好的抗噪聲能力，對衰R不敏感。在高速電路設計中的應用越來(lái)越廣泛，電路中最關(guān)鍵的信號往往都要采用差分結構設計。

承載差分信號的任一一對走線(xiàn)就稱(chēng)為差分走線(xiàn)。差分傳輸線(xiàn)具有兩種獨特的傳傳輸方式---奇模方式和耦模方式。奇模方式在兩個(gè)傳輸信號間存在以個(gè)非零電位，耦模方式一對信號相對GND 有一個(gè)非零電位。而實(shí)際的差分信號帶有直流偏置的差分信號。

2、差分信號回路三維建模

為了對差分信號回路進(jìn)行精確的分析，需要借助三維的電磁場(chǎng)仿真軟件。選用了Ansoft的HFSS 進(jìn)行三維建模和分析。 HFSS 是基于三維電磁場(chǎng)設計的EDA 標準設計工具。HFSS 依據其獨有的模式?節點(diǎn)和超寬帶插值掃頻專(zhuān)有技術(shù)，利用有限元(FEM)快速精確求解整板級PCB 或整個(gè)封裝結構的所有電磁特性，真正全面考慮(準)靜態(tài)仿真中無(wú)法分析的有失配、耦合、輻射及介質(zhì)損耗等引起的電磁場(chǎng)效應，從而得到精確的頻域高頻特性(如S 參數等)并生成全波Spice模型以支持高頻、高速、高密度PCB 應用中實(shí)現精確的Spice寬帶電路仿真設計。

為了表明較長(cháng)回流路徑的影響，參見(jiàn)圖2,描述了一根帶狀線(xiàn)跨過(guò)了地參考平面上的一個(gè)溝壑，構建的一個(gè)不連續回流路徑的簡(jiǎn)單模型，該模型結構簡(jiǎn)單，回流路徑很容易被理解，同時(shí)它也能被擴展應用到更多的常見(jiàn)結構中。定義信號回路的信號在PCB板上的位置以及PCB疊層如圖1和結構如圖2所示，為帶狀線(xiàn)，特征阻抗100歐姆，銅箔厚度0.035mm,信號線(xiàn)線(xiàn)寬0. 127mm,信號的間隙為0.2286mm,,線(xiàn)長(cháng)5cm.介質(zhì)厚度為0.1524mm,GND的銅箔度。0.035mm,介電常數4.0.

圖1 PCB 疊層結構

信號跨分割溝壑，即信號的參考平面不是完整平面?；亓髀窂街械拈g隙通常用于隔離電路板上的某個(gè)區域。當電源平面用做參考層或使用分離電源層時(shí)也會(huì )出現開(kāi)槽的間隙。有時(shí)在回流路徑中出現了非故意的開(kāi)槽間隙，像回流路徑中出砂孔過(guò)分刻蝕和交疊的情況，造成信號回流參考平面不完整。如圖2 所示：

如圖2 跨越地平面溝壑信號的平面幾何圖形

根據圖1 和圖2,在HFSS 下進(jìn)行三維建模如圖4,導線(xiàn)處在介電常數為4.0,損耗角正切為0.02 的板材中，板材的上下側均為銅箔參考平面，導線(xiàn)的差分特征阻抗為102 歐姆。

圖3 完整參考平面的三維幾何圖形

3、完整參考平面回路場(chǎng)效應分析

導線(xiàn)的兩端定義端口分別為Waveport1 和Waveport2, 端口Waveport1 的激勵定義為Wave port 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆; 端口Waveport1 的邊界條件定義為Waveport 阻抗為50 歐姆，差分阻抗為100 歐姆。場(chǎng)分析時(shí)，在整板外圍設計為50 C 50 C 40空氣體，將該空氣體的吸收邊界條件定義為Radiation.在HFSS 中，設定求解的頻率為2.5GHz,最大的ΔS 為0.05,設置為5%能滿(mǎn)足精度要求而又不需要花費太多的時(shí)間，在此基礎上加入間插頻率掃描分析，即定義全波模型適用的頻率范圍，從0.01GHz 掃描5GHz,步長(cháng)0.01GHz,誤差2%,進(jìn)行分析計算。結果如下圖5 為：

根據S 參數的基本知識，如果以Waveport1 作為信號的輸入端口， Waveport2 作為信號的輸出端口，S11 表示回波損耗，也就是有多少能量被反射回源端，這個(gè)值越小越好，一般建議S110.1,即-20dB,S21 表示插入損耗，也就是有多少能量被傳輸到目的端(Port2)了，這個(gè)值越大越好，理想值是1,即0dB,越大傳輸的效率越高，一般建議S21>0.7,即-3dB.

圖4 S 參數

圖5 完整參考平面-S 參數曲線(xiàn)圖

如圖4 可以查出：T1 的S11 為0.059688,S21 為0.9086;T2 的S11 為0.016963,S21 為0.90776.

如圖5:T1 和T2 的S21-20dB,S11-3dB.從上面的S 參數可以判斷該信號為正常。

然后進(jìn)行銅箔平面的場(chǎng)的定義。

銅箔平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結果如圖6 所示：

圖6 完整參考平面情況下GND1 的電場(chǎng)分布圖

銅箔平面GND1 Polt fields 為Mag_E,結果如圖7 所示：

圖7 完整參考平面情況下GND2 的電場(chǎng)分布圖

如圖6 和7 可以明顯看出T1 和T2 的電場(chǎng)能量主要集中貼近差分信號下面的GND1 層。由于GND1 與SIG 間的FR4_1 的板材厚度為0.1651mm;GND2 與SIG 間的FR4_2 的板材厚度為0.7099mm,GND1 與SIG 間距比GND2 與SIG 間距小。GND2 層的電場(chǎng)能量相對GND1 的電場(chǎng)能量要少得多，從圖7 可以看到紅色區域是電場(chǎng)能量最大的地方。高速信號的回流路徑緊貼最近的參考平面回流。

當回流路徑上存在不連續點(diǎn)的時(shí)候，電流就要繞過(guò)這些不連續的地方，從而增大了回路面積，回路面積的增加就會(huì )導致電感的增加，這就會(huì )造成信號完整性的問(wèn)題?；亓髀窂降牟贿B續會(huì )造成的最基本的效應就是等效地增加了電路上的串聯(lián)電感，而感應系數的大小則由電流實(shí)際繞過(guò)的距離來(lái)決定。那么對于一個(gè)電子信號來(lái)說(shuō)，它需要尋找一條最低阻抗最小電感的電流回流到地的途徑，所以如何處理信號回流就變得非常關(guān)鍵。而差分信號不同于單端信號，差分信號是由奇模方式和耦模方式組成的。在奇模的情況下可以在兩個(gè)導體正中間豎直畫(huà)一條線(xiàn)，這樣穿過(guò)它的電力線(xiàn)都是和這條線(xiàn)垂直正交的。那么在奇模情況下的兩個(gè)導體之間存在一個(gè)虛擬的地。當奇模信號的回路不理想時(shí)，這個(gè)虛擬的地就可以給信號提供一定的參考，繼而可以降低因為非理想回路而造成的對信號質(zhì)量的影響。但耦模分量沒(méi)有虛擬的地參考回路，在跨越開(kāi)槽間隙是耦模分量會(huì )受到嚴重的影響。那么，參考平面間隙究竟對差分信號完整性影響有多大呢?帶著(zhù)這個(gè)問(wèn)題，開(kāi)始下面的參考平面間隙對差分信號回流路徑影響的分析。