高性能片內集成CMOS線(xiàn)性穩壓器設計

上述等式描述了微分器的理想效果和準米勒補償。通過(guò)假設CfRzGmfR1GmpRout>>CoutRout1+CGR1，可以簡(jiǎn)化零極點(diǎn)的位置。從而得到：

正如我們所希望的，差分器可以分離功率管的輸入極點(diǎn)和輸出極點(diǎn)，但它并不引入右半平面的零點(diǎn)。而高頻耦合回路增益GmfRz則可保證兩個(gè)極點(diǎn)足夠遠并使得線(xiàn)性穩壓源的工作穩定。
圖3所示是一個(gè)完整的小信號電路模型，該模型將差分器修改為晶體管模型應用。它增加了一個(gè)二級差分運放級GmE。補償電路由微分器(Cf，Rf和Gmf1)和附加跨倒運放Gmf2來(lái)增加反饋增益，從而得到更大的等效電容Cf,eff(≈Gmf2RfCf)。這個(gè)反饋環(huán)路中還包括反饋電阻Rf1、Rf2及其寄生效應。但是，微分器在Vx和Vr點(diǎn)分別引入了寄生極點(diǎn)ωPD1和ωPD2，從而影響了整個(gè)環(huán)路的交流穩定性，所以，設計時(shí)應外推這兩個(gè)寄生極點(diǎn)，以使系統環(huán)路保持穩定。

分析復雜電路的零極點(diǎn)時(shí)，可先確定主極點(diǎn)為功率管柵極點(diǎn)Vg，其在很低的頻率下。次極點(diǎn)為輸出節點(diǎn)Vout。其它的寄生零極點(diǎn)包括微分器引入的極點(diǎn)和功率管Cgd引入的零點(diǎn)等。把這些零極點(diǎn)外推到環(huán)路帶寬5~10倍頻以外，可以得到較好的相位裕度。

2 晶體管級電路設計
晶體管級電路如圖4所示。圖中，三級電流鏡運算跨導放大器M0-M3和ME構成差分運放。

三級米勒電流跨導運算放大器的內部節點(diǎn)為低阻抗，從而將各寄生極點(diǎn)高于環(huán)路單位增益帶寬的部分外推到高頻范圍。將差分運放的寄生極點(diǎn)外推到環(huán)路帶寬3倍以上的頻率范圍，可以降低寄生極點(diǎn)對穩壓器的性能影響。微分器可以補償負載輸出的瞬態(tài)響應，其反饋輸入結點(diǎn)為Mgmfl，是微分轉化器的第一級運放，也是非常關(guān)鍵的結點(diǎn)。一般需要足夠的增益來(lái)驅動(dòng)微分電容，以把產(chǎn)生的極點(diǎn)ωPD1和ωPD2外推到更高的頻率，但是也會(huì )產(chǎn)生很小的寄生電容。因此，在瞬態(tài)響應和環(huán)路穩定性上的折衷是一個(gè)相當困難問(wèn)題。Rf可在輸出電流瞬態(tài)變化時(shí)，把流過(guò)電容Cf的電流轉化為電壓，并對Mf1和Mf2管進(jìn)行直流偏置，另外還可降低微分器的輸入阻抗，從而外推其相關(guān)極點(diǎn)ωPD1至環(huán)路增益帶寬之外。微分轉化器可通過(guò)晶體管Mf2和M4與差分運放結合起來(lái)。以便通過(guò)增加補償電容Cf3來(lái)提高交流穩定性，利用Cf3的米勒效應可以把微分器的輸入極點(diǎn)外推的更高頻率范圍。