超寬帶直接轉換接收器性能優(yōu)化

引言

零中頻 (Zero-IF) 接收器并不是什么新事物；其被人們所大量使用已經(jīng)有些時(shí)日了，蜂窩手機便是它的重要應用領(lǐng)域。然而，其在諸如無(wú)線(xiàn)基站的高性能接收器中的使用卻少有成功的案例。這主要是因為它們的動(dòng)態(tài)范圍有限，而且也不太為人們所了解。一款新型寬帶寬零中頻 I/Q 解調器有助于緩解主用接收器及 DPD (數字預失真) 接收器在動(dòng)態(tài)范圍和帶寬方面的不足，并使 4G 基站能夠以具成本效益的方式滿(mǎn)足移動(dòng)接入不斷增長(cháng)的帶寬需求。本文討論的主題是：如何盡量抑制造成零中頻接收器動(dòng)態(tài)范圍縮小的 IM2 非線(xiàn)性及 DC 偏移來(lái)實(shí)現性能的優(yōu)化，從而為棘手的設計提供一種可行的替代方案。

推進(jìn)帶寬的不斷擴大

直到最近，大多數基站只需要處理一個(gè) 20MHz 寬的通道帶寬 (通常被分配給不同的無(wú)線(xiàn)載波)。與此 20MHz 通道相關(guān)聯(lián)的是一個(gè)配套的 100MHz 帶寬 DPD 接收器，用于測量高達 5 階的互調失真寄生信號，以提供有效的失真抵消作用。這些要求通?？衫酶?IF (外差) 接收器有效地予以滿(mǎn)足。然而，隨著(zhù)業(yè)界日益迫切地希望基站支持整個(gè) 60MHz 頻段的運作，此類(lèi)設計的難度如今大為增加。對于整個(gè)無(wú)線(xiàn)制造、安裝和部署商業(yè)模型而言，完成這項偉大的工程在節省成本方面具有重大的意義。

為了適應三倍的帶寬，DPD 接收器的帶寬也必須從 100MHz 增加至 300MHz。在 75MHz 頻段中，DPD 帶寬增至驚人的 375MHz。設計能夠支持這種帶寬的接收器可不是一項微不足道的工作。噪聲會(huì )由于帶寬的擴展而增加，增益平坦度變得更加難以實(shí)現，而且所需的 A/D 轉換器采樣速率大幅度增加。此外，帶寬如此之高的組件其成本也高得多。

傳統高 IF 接收器所具備的中等帶寬不再足以支持具有 ±0.5dB 典型增益平坦度的 300MHz 或更高頻率的 DPD 信號。300MHz 的基帶帶寬將需要選擇一個(gè)最小 150MHz 的 IF 頻率。要想找到一款采樣速率可超過(guò) 600Msps、同時(shí)具合理價(jià)格的 A/D 轉換器 (即使是 12 位分辨率) 絕非輕而易舉。用戶(hù)可能被迫采取折衷方案而去使用一款 10 位轉換器。

新型 I/Q 解調器放寬了帶寬限制條件

凌力爾特的 LTC5585 I/Q 解調器專(zhuān)為支持直接轉換而設計，因而允許接收器將上述 300MHz 寬 RF 信號直接解調至基帶 (見(jiàn)邊注：零中頻接收器的工作原理)。I 和 Q 輸出被解調為一個(gè) 150MHz 帶寬信號，僅為高 IF 接收器帶寬的一半。為了獲得一個(gè) ±0.5dB 的通帶增益平坦度，器件的 -3dB 轉角頻率必須擴展至遠遠高于 500MHz。

LTC5585 利用一個(gè)可調諧的基帶輸出級支持這一寬帶寬。差分 I 和 Q 輸出端口具有一個(gè)至 VCC 并與約 6pF 的濾波器電容相并聯(lián)的 100Ω 上拉電阻器 (見(jiàn)圖 1)。這個(gè)簡(jiǎn)單的 RC 網(wǎng)絡(luò )允許形成一個(gè)片外低通或帶通濾波器網(wǎng)絡(luò ) (以消除高電平帶外阻斷器)，并實(shí)現位于解調器之后的基帶放大器鏈路之增益滾降的均衡。在外部 100Ω 上拉電阻器之外再采用一個(gè) 100Ω 差分輸出負載電阻，-3dB 帶寬可達到 840MHz。

圖 1：用于帶寬擴展的基帶輸出等效電路 (采用 L = 18nH 和 C = 4.7pF)

基帶帶寬擴展

可以采用單個(gè) L-C 濾波器節以擴展基帶輸出的帶寬。圖 1 示出了具基帶帶寬擴展功能的芯片基帶等效電路。當具有 200Ω 負載時(shí)，采用一個(gè) 18nH 的串聯(lián)電感和一個(gè) 4.7pF 的并聯(lián)電容可將 -0.5dB 帶寬從 250MHz 擴展至 630MHz。圖 2 示出了不同負載條件下可能產(chǎn)生的輸出響應種類(lèi)。其中一種響應是在采用 200Ω 和 10kΩ 差分負載電阻條件下獲得的。對于 10kΩ 負載，采用一個(gè) 47nH 串聯(lián)電感和一個(gè) 4.7pF 并聯(lián)電容可把 -0.5dB 帶寬從 150MHz 擴展至 360MHz。

圖 2：轉換增益與基帶頻率的關(guān)系曲線(xiàn) (采用差分負載電阻和 L-C 帶寬擴展)

二階互調失真寄生信號問(wèn)題

在直接轉換接收器中，二階互調失真分量 (IM2) 直接落入帶內 (在基帶頻率)。例如：取兩個(gè)間隔開(kāi) 1MHz (分別位于 2140MHz 和 2141MHz) 的相等功率 RF 信號 (f1 和 f2)，以及間隔開(kāi) 10MHz (位于 2130MHz) 的 LO 信號。最終的 IM2 寄生信號將位于 f2 – f1 (即 1MHz)。通過(guò)采用外部控制電壓，LTC5585 擁有了在 I 和 Q 通道上進(jìn)行獨立調節以實(shí)現最小 IM2 寄生信號的獨特能力。圖 3 示出了一種用于 IIP2 測量和校準的典型配置。差分基帶輸出采用一個(gè)平衡-不平衡變壓器進(jìn)行組合，而 1MHz IM2 差動(dòng)頻率分量采用一個(gè)低通濾波器來(lái)選擇，以防止位于 10MHz 和 11MHz 的強大主音調壓縮頻譜分析儀前端。如果未采用該低通濾波器，則必須在頻譜分析儀上提供 20~30dB 的衰減及長(cháng)久的平均測量時(shí)間以實(shí)現上佳的測量。如圖 4 中的輸出頻譜所示，可以預知 IM2 分量將落入帶內 (在 1MHz)。另外，該曲線(xiàn)圖還示出了調節前后的 IM2 分量 —— 通過(guò)調節 IP2I 和 IP2Q 引腳上的控制電壓，可使寄生信號電平下降大約 20dB。該調節使 IM2 寄生信號電平下降到低至 -81.37dBc。

圖 3：用于 IIP2 校準的測試配置 (采用 1MHz 低通濾波器以選擇 IM2 分量)

圖 4：未采用低通濾波器時(shí)的輸出頻譜

由于擁有這種 IIP2 優(yōu)化能力，因此可以考慮兩種可行的 IP2 校準策略。一種可以是在工廠(chǎng)里完成并在“設定后便不需再過(guò)問(wèn)” 的校準步驟。在這種場(chǎng)合，每個(gè)調節引腳采用一個(gè)簡(jiǎn)單的微調電位器就足夠了，如圖 3 所示。另一種策略是利用軟件來(lái)執行自動(dòng)閉環(huán)校準算法，這使得能夠周期性地對設備進(jìn)行校準。對于已經(jīng)在監視其發(fā)送器輸出的 DPD 接收器而言，這是小事一樁，因為發(fā)送器能輕松地產(chǎn)生兩個(gè)測試音。對于主用接收器，這種校準可能需要額外的硬件以將兩個(gè)測試音回送至接收器通道。在任何情況下所有這些都可以在一個(gè)離線(xiàn)校準周期中完成。這樣的一種方法將需要把那些有可能影響基站性能的實(shí)際工作環(huán)境因素考慮在內。

DC 偏移電壓清零有助于優(yōu)化 A/D 轉換器動(dòng)態(tài)范圍

該芯片還集成了一種相似的調節能力，以清零 I 和 Q 通道的 DC 輸出電壓。當整個(gè)信號鏈路采用 DC 耦合時(shí)，因內部失配以及 LO 和 RF 輸入泄漏的自混頻所產(chǎn)生的 DC 偏移分量會(huì )縮減 ADC 的動(dòng)態(tài)范圍。舉個(gè)例子，當一個(gè) 10mV 的中等輸出 DC 偏移電壓通過(guò)一個(gè) 20dB 增益級時(shí)，將在 A/D 轉換器的輸入端產(chǎn)生 100mV 的 DC 偏移。對于 12 位 ADC 的 2Vp-p 輸入范圍而言，該 DC 偏移量意味著(zhù)空間減少了 205 LSB，即實(shí)際上導致 ADC 的動(dòng)態(tài)范圍縮小了 0.9dB。

為了最大限度地減少 LO 與 RF 輸入之間的泄漏，應謹慎地隔離這兩個(gè)信號。在 PCB 布局中，需把這兩個(gè)信號的印制線(xiàn)彼此分離以阻止交叉耦合。即使有可量度的泄漏至 RF 端口，LO 信號也將發(fā)生自混頻，從而在輸出中形成一個(gè) DC 偏移項。幸運的是，LO 電平常常是恒定的，因此 DC 偏移也是恒定的，而且能輕松地通過(guò)調節予以消除。更成問(wèn)題的是 RF 輸入，它會(huì )在一個(gè)很寬的信號電平范圍內變化。至 LO 輸入端的任何的信號泄漏都將發(fā)生自混頻，并在信號變化時(shí)產(chǎn)生一個(gè)動(dòng)態(tài) DC 偏移電壓。這將使解調信號產(chǎn)生失真。因此，保持很少的泄漏將有助于最大限度地抑制 DC 偏移。

直接轉換接收器的潛在成本優(yōu)勢

零中頻接收器因其潛在的成本節省優(yōu)勢而特別引人注目。如上文所述，RF 信號被解調至一個(gè)低頻基帶。在較低的頻率下，濾波器的設計變得較為容易。此外，零中頻解調在基帶上還不會(huì )產(chǎn)生鏡頻，因而免除了增設一個(gè)相對昂貴的 SAW 濾波器之需?；蛟S其中最吸引人的一點(diǎn)是 ADC 采樣速率可以顯著(zhù)減低。在我們上面所舉的例子中，利用一個(gè)雙通道 310Msps ADC (例如：凌力爾特的 LTC2258-14) 即可有效地滿(mǎn)足 150MHz 的 I 和 Q 基帶帶寬，而不必去使用一個(gè)貴得多的較高采樣速率 ADC。

結論

面對無(wú)線(xiàn)接收器帶寬的增加與性能的提高，一款新型寬帶正交解調器提供了一種替代方案，可幫助克服其架構缺點(diǎn)并提升接收器的性能水平，同時(shí)在成本方面也受到用戶(hù)所收接。