優(yōu)勢和特性

  • 16位、125MSPS前端
  • 直流耦合
  • 單電源
  • 雙極性輸入

    連接/參考器件

    ADA4930-1/ADA4930-2超低噪聲單通道/雙通道驅動(dòng)器，適用于低壓ADC

    AD9265 16位、125 MSPS/105 MSPS/80 MSPS、1.8 V模數轉換器

    評估和設計支持

    設計和集成文件

    原理圖、布局文件、物料清單

    電路功能與優(yōu)勢

    圖1所示電路解決直流耦合單電源系統中雙極性輸入信號與差分輸入、低壓模數轉換器（ADC）實(shí)現接口時(shí)經(jīng)常遇到的問(wèn)題。本技術(shù)使用兩個(gè)電平轉換電阻，通過(guò)控制輸入共模電平，確保差分驅動(dòng)放大器輸入端具有正確的共模電平。通過(guò)對ADA4930-1差分驅動(dòng)器的VOCM引腳施加正確的電壓，單獨實(shí)現輸出共模電壓。

    這一靈活的方案允許ADA4930-1差分驅動(dòng)器采用3.3 V單電源工作，同時(shí)16位、125 MSPS ADC AD9265采用1.8 V電源工作，以此最大程度降低總電路功耗。

    在寬帶應用中，目標頻率范圍通常包括直流。若要使差分輸入ADC的動(dòng)態(tài)范圍最大，可適當增大典型輸入信號，這便要求差分驅動(dòng)器在較低的增益設置下工作。滿(mǎn)足這些條件后，差分驅動(dòng)器的輸入共模電壓還必須保持在額定范圍內。

    在直接耦合單電源應用中，經(jīng)常需要對差分放大器的輸入和輸出共模電壓進(jìn)行獨立控制；這些應用包括：處理具有高輸入共模電壓的解調器輸出、直流器件連接差分器件的X射線(xiàn)應用，以及那些差分驅動(dòng)器必須處理低數值輸入共模電壓的應用等。低輸入共模電壓應用可能包括單端或差分輸入，輸入可以是零輸入、雙極性輸入或負輸入。



圖1.高速、單端至差分ADC驅動(dòng)器（原理示意圖：未顯示所有連接和去耦）

電路描述

現代高速ADC通常由差分放大器驅動(dòng)，以獲得最佳性能。典型差分驅動(dòng)器在增益小于等于2時(shí)可獲得最佳交流性能，并且在單電源應用中，滿(mǎn)量程輸入信號頻率超出ADC驅動(dòng)器的輸入共模電壓范圍。

為了避免使用差分放大器時(shí)的共模電壓?jiǎn)?wèn)題，必須仔細分析電路。針對ADA4930-1差分驅動(dòng)器的設計公式與分析可在其數據手冊?xún)日业?；而ADI公司的差分放大器計算器（DiffAmpCalc設計工具）允許以節點(diǎn)分析的方式對電路進(jìn)行完整分析，并將結果以圖形格式表示。

圖1中的電路使用ADA4930-1，因為它能在采用3.3 V單電源的情況下輸出0.9 V的共模電壓（VOCM），該共模電平最為適合1.8 V ADC，如AD9265.

為了優(yōu)化噪聲性能并盡可能減少其對信納比（SINAD）的負面影響，選用的RFx值為249Ω。然后，使用DiffAmpCalc設計工具，測得VIN至差分輸出電壓（VOD）的增益為0.511，從而確定RGx和RTx值。

圖1中的輸入信號來(lái)源于50ΩRF，并驅動(dòng)帶通濾波器。為了保持差分放大器源阻抗平衡，將0.1μF交流耦合電容與49.9Ω電阻串聯(lián)，然后連接至未使用的輸入，如圖1所示。該電容的阻抗足夠低，可用作70 MHz中心頻率的交流短路信號。

采用3.3 V單電源并用于A(yíng)DA4930-1的輸入共模電壓范圍為0.3 V至1.2 V.兩個(gè)輸入共模電阻RCM1和RCM2連接差分放大器輸入引腳和基準電壓VREF1與VREF2，確保滿(mǎn)量程雙極性輸入信號下的輸入共模電壓不低于0.3 V.

若沒(méi)有共模偏置電阻，則ADA4930-1的輸入共模電壓低于0.3 V，采用滿(mǎn)量程信號時(shí)會(huì )發(fā)生削波。

為方便起見(jiàn)，VREF1和VREF2分別連接3.3 V單電源VCC.與3.3 V電源的連接可提升標稱(chēng)輸入共模電壓，以適應負輸入信號擺幅。計算共模電阻的技巧可參見(jiàn)ADA4930-1數據手冊。

將小數值緩沖器電阻與差分放大器的輸出串聯(lián)使用是非常普遍的做法。這樣做可以最大程度降低高頻峰值，并將放大器輸出與濾波器電容隔離。在圖1所示電路中，這些值為25Ω。

3極點(diǎn)巴特沃茲低通濾波器有助于滾降二階和三階諧波，并降低ADC輸入噪聲。選擇奇數階濾波器，以便使最終濾波器電容與AD9265的輸入電容并聯(lián)。

巴特沃茲濾波器針對100 MHz的截止頻率、50Ω的輸入阻抗和1 kΩ的輸出阻抗而設計。濾波器元件值四舍五入至標準值，并進(jìn)一步優(yōu)化，以獲得最佳系統性能。

選擇10 kΩ電阻與ADC輸入并聯(lián)，其數值盡可能大，以便盡量減少信號路徑上的衰減。ADA4930-1與AD9265距離很近，可最大程度降低70 MHz時(shí)的傳輸線(xiàn)路效應。因此，未采用驅動(dòng)器輸出與ADC輸入間的傳統端接方式。

驅動(dòng)AD9265時(shí)，應當注意不要過(guò)驅ADC輸入。ADA4930-1采用3.3 V電源時(shí)的最大輸出為1.74 V，該值位于A(yíng)D9265的最大輸入電壓規格內。

共模電壓分析

圖2顯示輸入適當數值至DiffAmpCalc工具后，設計的基本切入點(diǎn)。注意，輸入信號為1.4 V p-p，因此+IN和？IN輸入的信號低至0.305 V.較大的信號會(huì )造成削波，如圖3所示。

解決問(wèn)題的方法之一是添加一個(gè)負電源，但由于不能超出5.5 V最大電源電壓，因此不能使用±3.3 V電源。雖然可以采用一個(gè)+3.3 V、？1 V雙電源系統，但這并不方便，而且會(huì )增加功耗。

如圖1所示，加入的兩個(gè)RCMx電阻便是理想的解決方案，并且通過(guò)887Ω電阻可將ADA4930-1上的標稱(chēng)共模電壓從0.489 V上升至0.860 V.+IN和？IN輸入的最大負擺幅和正擺幅現在分別是0.61 V和1.11 V，位于0.3 V至1.2 V的允許范圍內。


圖2.針對低電平輸入信號的DiffAmpCalc設計分析，3.3 V單電源，VOCM = 0.9 V

圖3.針對滿(mǎn)量程輸入信號的DiffAmpCalc設計分析，3.3 V電源，VOCM = 0.9 V，顯示削波影響

電路性能

圖4顯示AD9265評估板直接耦合至外部帶通濾波器時(shí)的性能，中心頻率為70 MHz，采樣率為125 MSPS.AD9265評估板的標準配置可采用一個(gè)RF巴倫將單端信號轉換為差分信號。



圖4.由巴倫驅動(dòng)的AD9265 VisualAnalog FFT

圖5顯示了圖1中使用AD9265和ADA4930-1且無(wú)887Ω偏置電阻的單電源設計。削波影響很明顯。DiffAmpCalc也顯示了這一削波影響（見(jiàn)圖3）。



圖5. ADA4930-1和AD9265 VisualAnalog FFT，移除RCM1和RCM2后顯示削波影響

圖6顯示ADA4930-1采用3.3 V單電源供電時(shí)的性能，此時(shí)連接共模電阻RCM1和RCM2.此外，AD9265評估板上的巴倫和RC濾波器被移除，并以3極點(diǎn)巴特沃茲濾波器代替，如圖1所示。



圖6. ADA4930-1和AD9265 VisualAnalog FFT，添加RCM1和RCM2，如圖1所示

以有效位數（ENOB）、SINAD和信噪比（SNR）作為品質(zhì)因數，表1比較了圖4、圖5和圖6的結果。



輸入共模電阻的主要功能是獨立轉換輸入共模電壓，加入此電阻幾乎不會(huì )對性能產(chǎn)生影響，如表1所示。例如，加入RCM電阻之前的ENOB是12.4，而加入以后則為12.1.根據圖1中的配置，由于A(yíng)DA4930-1輸出噪聲密度為4.7 nV/√Hz，ENOB的輕微下降可歸結為本底噪聲的輕微上揚。本數值采用DiffAmpCalc工具計算得到。因此，通過(guò)添加RCM1和RCM2兩個(gè)電阻，即可單獨控制ADC驅動(dòng)器的輸入和輸出共模電平，同時(shí)保持出色的ENOB、SINAD和SNR性能。

常見(jiàn)變化

改變ADA4930-1的反饋和增益電阻是圖1所示電路的變化形式之一。增加反饋和增益電阻至499Ω基本不會(huì )增加本底噪聲，因此性能下降極少（見(jiàn)圖7）。



圖7. ADA4930-1和AD9265 VisualAnalog FFT，使用499Ω反饋和增益電阻

雖然改變增益和反饋電阻的影響不大


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