一步步優(yōu)化反激式設計

（圖4：換向期間MOSFET兩端的電流和電壓波形）
Ib等于一次側峰值電流：
(14)

(15)
Ia是從以上的公式（5）得出的平均電流，減去一半ΔIp電流為：
(16)

那么開(kāi)關(guān)管的RMS電流可從下式得到：

(17)

或其迅速接近：
(18)
開(kāi)關(guān)損耗（ ）取決于轉換期間的電壓和電流、開(kāi)關(guān)頻率和開(kāi)關(guān)時(shí)間，如圖4所示。
在導通期間，MOSFET兩端的電壓為輸入電壓加反映在一次側的輸出電壓，電流等于平均中間抽頭（central top）電流減去一半ΔIp：

(19)

(20)
在關(guān)閉過(guò)程中，MOSFET兩端的電壓為輸入電壓加反映在一次側繞組的輸出電壓，再加上用于鉗位的齊納鉗位電壓和吸收漏感。開(kāi)關(guān)管關(guān)斷電流為一次側峰值電流。

(21)
開(kāi)關(guān)時(shí)間取決于最大柵極驅動(dòng)電流和MOSFET的總柵極電荷，MOSFET寄生電容是調節M(mǎn)OSFET開(kāi)關(guān)時(shí)間的最重要的參數。電容Cgs和Cgd取決于器件的幾何尺寸并與漏源極電壓成反比。
通常MOSFET制造商沒(méi)有直接提供這些電容值，但是可以從Ciss、Coss和Crss值獲得。
導通開(kāi)關(guān)時(shí)間可以使用下列公式用柵極電荷來(lái)估計：

(22)

(23)
式中：
? Qgd是柵漏極電荷
? Qgs是柵源極電荷
? 是當驅動(dòng)電壓被拉升至驅動(dòng)電壓時(shí)的導通時(shí)間驅動(dòng)電阻
? 是當驅動(dòng)電壓被下拉至地電壓時(shí)的內部驅動(dòng)電阻
? 是柵源極閾值電壓（MOSFET開(kāi)始導通的柵極電壓）

緩沖器：

漏感可以被看作是與變壓器的一次側電感串聯(lián)的寄生電感，其一次側電感的一部分沒(méi)有與二次側電感相互耦合。當開(kāi)關(guān)MOSFET關(guān)閉時(shí)，存儲在一次側電感中的能量通過(guò)正向偏置二極管移動(dòng)到二次側和負載。存儲在漏感中的能量沒(méi)有地方可去，則變成了開(kāi)關(guān)引腳（MOSFET漏極）上巨大的電壓尖峰。漏感可以通過(guò)短路二次側繞組來(lái)進(jìn)行測量，而一次側電感的測量通常由變壓器制造商給出。
耗散漏感能量的一種常用方法是通過(guò)一個(gè)與一次側繞組并聯(lián)的齊納二極管來(lái)阻斷與之串聯(lián)的二極管實(shí)現的，如圖5所示。

（圖5：齊納鉗位電路）
漏感能量必須通過(guò)一個(gè)外部鉗位緩沖器來(lái)耗散：

(24)
齊納電壓應低于開(kāi)關(guān)MOSFET的最大漏源電壓減去最大輸入電壓，但要高到足以能夠在很短的時(shí)間內耗散這一能量才可以。
齊納二極管的最大功率損耗為：
(25)

反激式設計資源：

為了支持反激式設計，美國國家半導體開(kāi)發(fā)了特別適合反激式應用的一系列PWM穩壓器和控制器。在其公司網(wǎng)站（www.power.national.com）上就可以找到典型的反激式參考設計、應用注解、數學(xué)spreedsheet和在線(xiàn)仿真工具，可以引導設計人員很好的優(yōu)化反激式電源設計。

圖6顯示了一個(gè)采用LM5000穩壓器的典型5W反激式電源，它是用WEBENCH? 仿真的，其輸入電壓變化范圍從10至35V，1A時(shí)的輸出電壓等于5V。該設計遵循上述過(guò)程，Coilcraft變壓器的一次側與二次側匝數比等于3，一次側電感為80μH，可確保良好的穩壓輸出電壓，最大限度地將一次側峰值電流降至1.3A以下，也使內部開(kāi)關(guān)MOSFET兩端的最大電壓低于60V。

80μF的一次側電感保證了二次側紋波電流峰-峰值在平均電流的30％以?xún)?，同時(shí)保持20kHz以上的右半平面零點(diǎn)。

（圖6：采用WEBENCH? 在線(xiàn)仿真工具的典型5W反激式設計）

WEBENCH? 是美國國家半導體的網(wǎng)上設計工具，用四個(gè)簡(jiǎn)單步驟即可完成實(shí)現一個(gè)完整的開(kāi)關(guān)電源設計。圖7和圖8顯示了用WEBENCH設計獲得的