通信SoC中模擬前端性能的快速評估方法

簡(jiǎn) 介

為了滿(mǎn)足系統芯片(SoC)中通訊收發(fā)器中寬帶信號處理的要求，選擇模擬前端(AFE) IP及其組件(模數轉換器 (ADC)、數模轉換器(DAC)和鎖相環(huán)路(PLL))十分復雜。優(yōu)化各組件性能要求是避免額外功耗(超過(guò)指標要求)或 系統性能損失的關(guān)鍵。

AFE IP組件一般從其電氣特性方面說(shuō)明，而系統設計師則用不同的指標體系評價(jià)系統性能。因此，系統設計師必 須理解AFE IP組件的電氣規格以及它們影響系統總體性能的方式。

這本白皮書(shū)描述了一種判斷任何指定AFE的電氣特性是否適合目標應用的簡(jiǎn)化方法，如無(wú)線(xiàn)或有線(xiàn)連接環(huán)境中的 寬帶信號收發(fā)器、蜂窩通訊和數字電視及無(wú)線(xiàn)電廣播。此外，這本白皮書(shū)還圖解說(shuō)明了一種研究不同組件相對性 能與工作模式之間取舍、從而找到性能、功耗、面積和成本最佳的SoC的方法。

模擬前端

在寬帶信號收發(fā)器SoC中，AFE把模擬信號轉換為需要進(jìn)一步數字處理的數字域，對于模擬傳輸過(guò)程則剛好相 反。AFE還作為數字SoC與模擬RF收發(fā)器芯片之間的模擬通訊接口。

圖1表示數字基帶新IP中的AFE實(shí)例。這個(gè)AFE之間包括：

接收路徑中的一個(gè)或多個(gè)雙通道(IQ) ADC

發(fā)射路徑中的一個(gè)或多個(gè)雙通道(IQ) DAC

一個(gè)為AFE中所有數據轉換器產(chǎn)生取樣時(shí)鐘的 PLL

其他組件，如輔助和內務(wù)功能用的通用ADC和DAC

AFE規格挑戰

發(fā)射信號使用復雜調制方法的通訊系統如正交頻分復用(OFDM)， 其對性能的要求通常用誤差矢量幅度(EVM)參數來(lái)定義。

OFDM調制是在非理想信道上傳遞數據使用的一種有效和可靠的方法，這種信道容易衰減和受無(wú)線(xiàn)通訊系統中常見(jiàn)的多路徑干擾影響。在OFDM中，數據在多個(gè)相隔緊密的正交載波頻率上編碼，每個(gè)載波頻率使用正交調幅(QAM)方案調制。

EVM參數一般用于衡量數字收發(fā)器的質(zhì)量。當收發(fā)器發(fā)射特定調制信號時(shí)，無(wú)論信號來(lái)源如何，EVM參數是匯集了影響收發(fā)器性能的所有不同組件貢獻大小的一個(gè)綜合性能參數。EVM參數表示星座圖中每個(gè)QAM符號位置相對于其理想位置的偏差。圖2給出了一個(gè)QAM16調制實(shí)例。

圖2左側表示EVM較高的理想星座(每個(gè)黑色圓點(diǎn)代表一個(gè)符號)。右側表示EVM較低的真實(shí)不完美星座，其中符號(灰色圓點(diǎn))在一個(gè)較大區域中擴散。如果灰色區域是分離的，那么就能解調。如果它們互相重疊，就會(huì )出現解調錯誤。

另一方面，AFE的電氣性能經(jīng)常通過(guò)參照其組件的本征特性來(lái)定義，如：

ADC和DAC的信噪比(SNR)、諧波失真、無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)、IQ匹配

PLL的相位噪聲、長(cháng)期抖動(dòng)、頻率精度

這些本征特性是針對具體每個(gè)組件的，傳統上使用單音信號或最多幾個(gè)音信號獲得。所以，調制信號的特性沒(méi)有考慮在內。

為了確認AFE(及其組件)性能是否符合具體系統要求，系統設計師必須使用AFE電氣規格確定AFE系統級性能(如EVM貢獻)，同時(shí)考慮信號特點(diǎn)和很多其他因素。

不幸的是，這種分析十分復雜且難以理解，因為影響它的因素很多。不過(guò)，只要作出幾個(gè)假設，就可以在系統上實(shí)現這種分析的簡(jiǎn)化方法,而通常高斯噪聲源是影響系統性能的主要因素。

對于具有這種特點(diǎn)的系統，總SNR與EVM關(guān)系密切：

因此，只要確定AFE對總系統SNR的貢獻就足以確認AFE性能是否滿(mǎn)足系統要求。

AFE性能貢獻

以下部分將討論一種確定AFE性能對收發(fā)器總體SNR性能貢獻大小的方法。這種方法考慮了被處理信號的關(guān)鍵特性(輸入信號帶寬和振幅、調制方案)和AFE之間的性能(ADC SNR、PLL時(shí)鐘抖動(dòng)等)。

盡管這里討論的方法以ADC(接收)影響為主，但同樣適合DAC(發(fā)射)。

ADC SNR規格(SNRnyq)是確定AFE對系統EVM貢獻的起點(diǎn)。SNRnyq規格(數據轉換器本征SNR)是指信號功率(假設信號是滿(mǎn)幅純正弦波)與ADC所有噪聲貢獻功率之比。它包括熱噪聲和在完整ADC奈奎斯特帶上積分的量化噪聲。

不過(guò)，考慮信號特點(diǎn)，如信號帶寬和輸入信號振幅以及PLL時(shí)鐘的貢獻，就能改善轉換器有效SNR。

輸入信號帶寬

運用現代頻域數字信號處理技術(shù)解調ADC輸出上的信號。不過(guò)，通常我們只考慮具有關(guān)注帶內的信號成分，從而有效濾除所有帶外噪聲成分。

提高數據轉換器SNR性能的一個(gè)簡(jiǎn)單辦法是通過(guò)一個(gè)更大的頻譜分散它產(chǎn)生的總噪聲功率，藉此增大轉換器采樣率，超過(guò)最小奈奎斯特極限。這降低了任何指定頻帶上的噪聲功率密度，從而提高了SNR(當只考慮帶內信號時(shí))。如圖3所示，這種方法稱(chēng)過(guò)采樣。

右側上的ADC使用的采樣率比左側ADC使用的采樣率高，因此落入關(guān)注頻帶內的總噪聲(用數字濾波器識別)較小，而有效轉換器SNR較大。

其中Fs是采樣頻率，BW是信號帶寬(單位均為Hz)。例如，采樣頻率每翻一倍，SNR提高3 dB [1]。

過(guò)采樣簡(jiǎn)化了ADC輸入上的模擬抗混疊濾波器，或DAC輸出上的重建濾波器。這由于信號鏡像位于采樣頻率倍數居中位置、具有較寬頻率區間而容易濾波。

圖4表示信號受Fs/2數倍以外頻率中其他信道反射信號鏡像影響的實(shí)例。這些反射(或混疊)信號鏡像落入帶內，因此無(wú)法在數字域濾波。

為了避免這種反射，必須在A(yíng)DC前面引入抗混疊濾波器，削弱Fs/2以外的任何分量。較高的Fs/2帶寬簡(jiǎn)化了抗混疊濾波器。

紫色形狀為實(shí)際信號，綠色形狀是Fs周?chē)盘柕姆瓷鋱D像。

輸入信號振幅

影響數據轉換器本征噪聲的主要因素是量化噪聲和熱噪聲，一般假設為具有均勻功率分布的白色噪聲。這些噪聲分量的功率通常與信號幅度無(wú)關(guān)。因此，信號幅度的任何減小(回退)都會(huì )導致有效SNR減小。

在通訊系統中，信號經(jīng)常使用峰均比(PAR)較大的復雜調制方案。為了飽和一個(gè)可能導致信號削波、較高失真和帶外功率的ADC，該信號必須回退(衰減)，使得信號峰值落入ADC滿(mǎn)幅范圍內。

可能需要額外回退，以防因在不理想信道上傳遞的正常信號強度變化而導致飽和，或者要考慮在A(yíng)DC輸入前可能尚未完全過(guò)濾的相鄰信道的強度。

信號回退的實(shí)施量要考慮以下因素：

是否存在沒(méi)有適當過(guò)濾的強帶外信號

沒(méi)有得到收發(fā)器自動(dòng)增益控制補償的無(wú)線(xiàn)電信號的變化

模擬信號鏈中與制程-電壓-溫度(PVT)變化有關(guān)的增益不準確

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