正激電源--諧振去磁技術(shù)

一 概述

單端正激型開(kāi)關(guān)電源只使用一支功率開(kāi)關(guān)管，整體電路結構比較簡(jiǎn)單，在中小功率輸出的場(chǎng)合得到了廣泛的應用。但這種拓撲結構形式的特點(diǎn)是功率變壓器工作于B-H曲線(xiàn)的第一象限，變壓器存在磁心飽和的潛在隱患，必須采用適當的去磁方法，將功率變壓器在開(kāi)關(guān)導通時(shí)存儲的磁化能量在截止期間瀉放或者消耗掉。否則，經(jīng)過(guò)多個(gè)開(kāi)關(guān)周期后，由于剩磁作用，變壓器的工作點(diǎn)逐漸上移，極易由于磁心飽和而產(chǎn)生近似短路狀態(tài)，導致功率開(kāi)關(guān)管上流過(guò)較大的電流，超過(guò)其額定值而燒毀。

工程中常用的經(jīng)典去磁方法包括增加去磁繞組、有源嵌位、R-C-D嵌位法、ZVT嵌位法等，其共同思路是：在主功率開(kāi)關(guān)截止后，通過(guò)一定的途徑，使變壓器中剩余的磁化能量進(jìn)行瀉放或者消耗在無(wú)源功率電阻上。

實(shí)際上，由于目前的開(kāi)關(guān)電源普遍采用MOSFET作為功率開(kāi)關(guān)，因此僅利用其分布參數也能夠較好的完成去磁工作，即采用諧振技術(shù)進(jìn)行去磁。諧振去磁的基本原理為：在功率開(kāi)關(guān)截止后，利用變壓器的自感和電路中元器件的分布電容進(jìn)行諧振，將變壓器的磁化能量進(jìn)行轉移。這樣，省去了相對復雜的去磁設計，使得電路結構得到簡(jiǎn)化。

二 諧振去磁的工作原理

在分析利用諧振技術(shù)進(jìn)行變壓器去磁的工作原理之前，首先作出以下假設：

(1)整個(gè)系統處于動(dòng)態(tài)平衡的穩定狀態(tài)。

(2)輸出電感LO與輸出電容CO與參與諧振的分布元件相比，近似為無(wú)窮大。

(3)變壓器的漏感可以忽略不計。

(4)開(kāi)關(guān)管與二極管均為理想器件，即開(kāi)關(guān)管導通電阻和二極管的正向壓降均可以近似認為是0。

(5)與開(kāi)關(guān)周期和諧振工作時(shí)間相比，開(kāi)關(guān)器件的過(guò)渡時(shí)間很短。

對于一個(gè)單端正激型電源，與該諧振去磁方法相關(guān)的基本電路元件分布位置如圖1所示：

其中，Lm為變壓器初級線(xiàn)圈的等效電感;Ct為功率變壓器初級繞組的等效電容，與Lm為并聯(lián)關(guān)系;Cs為開(kāi)關(guān)管Q1的漏-源極結電容和為改善其開(kāi)關(guān)環(huán)境而并聯(lián)的外電容之和;C1為輸出整流二極管的結電容。

圖2為這些元器件等效到變壓器初級的示意圖。由圖中可以看到，Dr的結電容C1等效到變壓器初級的電容C2為：

且它與Ct為并聯(lián)關(guān)系。同時(shí)，假定輸入電壓源Vin為理想電壓源，其內阻可以忽略不計，因此在交流諧振狀態(tài)時(shí)，Cs也與Ct呈并聯(lián)關(guān)系。

在一個(gè)完整的開(kāi)關(guān)周期內，諧振去磁的整個(gè)工作過(guò)程由以下幾個(gè)階段組成：

第一階段：圖3中的T1階段。在此之前， Q1處于截止狀態(tài)，其漏-源極上的電壓為輸入電壓Vin， Df續流導通，流過(guò)變壓器磁心的磁化電流為負值I1(其大小與方向在后面進(jìn)一步解釋)。從t=0開(kāi)始，Q1受控導通，主功率變壓器磁心的磁化電流Imag為線(xiàn)性變化，由負值逐漸變?yōu)?，又開(kāi)始正向增加。在這一階段，由于極性關(guān)系，Dr導通，Df截止。而C1和Cs的端電壓均近似為0，能量由輸入端通過(guò)變壓器耦合至輸出負載。假定變壓器初級磁化電流在該階段開(kāi)始時(shí)為I1，結束時(shí)為I2，則I1與I2的關(guān)系為：

第二階段：圖4中的T2階段。在此階段的開(kāi)始，Q1受控制信號的作用截止，其漏-源極電壓Vds開(kāi)始迅速上升。當Vds超過(guò)輸入電壓Vin之后，變壓器次級線(xiàn)圈的極性反轉，Dr相應截止，Df導通。由于Q1的截止，變壓器初級電感Lm與電路中的等效電容Cr(C2、Ct、Cs之和)形成一個(gè)并聯(lián)諧振電路，開(kāi)始諧振工作，去磁電流Imag開(kāi)始以正弦形狀變化并流過(guò)諧振電路。由電路理論可以得知，一個(gè)L-C并聯(lián)電路以諧振方式工作時(shí)，電感上的電流與電容上的電壓均為正弦形變化，且彼此相位相差90度，參與諧振的電感和電容所存儲的能量互相交換。由于Cr在前一階段的端電壓為0，沒(méi)有存儲能量，而Lm中的能量在開(kāi)關(guān)截止前達到了最大值，因此Lm與Cr產(chǎn)生能量交換;該階段的持續時(shí)間為T(mén)2，且T2為一個(gè)完整諧振周期的一半。

Cr上的電壓由0所能夠達到的最大值為：

而Q1漏-源極電壓Vds在Cr達到最大值時(shí)，也達到最大值：

這樣，到了該階段的末期，激磁電流Imag達到負向的最大值。由于系統處于穩定的動(dòng)態(tài)平衡狀態(tài)，且能夠完全去磁，因此其值等于-I2。此時(shí)， Q1漏-源極電壓Vds等于輸入電壓Vin。

這一階段的等效電容Cr為：

諧振頻率為：

由初始條件，可以得到磁化電流與等效電容電壓的變化分別為：

在上述兩個(gè)階段，變壓器中磁場(chǎng)強度H的變化與磁化電流Imag的變化相一致：當T1階段，H向正方向增加;而在接下來(lái)的T2階段，由于諧振作用，H向反方向變化。這樣，通過(guò)諧振使變壓器的激磁能量進(jìn)行了轉移，并且最終實(shí)現了磁化電流的反向流動(dòng)，從而達到了去磁的目的。

第三階段：圖5中的T3階段。在此時(shí)間段內， Q1仍然保持截止狀態(tài)，由于前一階段Cr上的電壓諧振地變化為0，因此Q1兩端的電壓為Vin。當Cr上的電壓企圖繼續諧振，進(jìn)一步降低時(shí)，就導致Dr導通。因此，該時(shí)間段開(kāi)始時(shí)，Np與Ns的端電壓均為0，Cr的端電壓被嵌位為0，諧振結束，此時(shí)與Q1并聯(lián)的Cs兩端沒(méi)有變化的交流電壓，只有穩定的直流電壓Vin。Dr與Df均可以看作是處于“導通”狀態(tài)。而負向的磁化電流由于只有Df-Dr-Ns這樣一條通路可以繼續流動(dòng)，且磁化電流I1在這一階段保持恒定的負值I1不變，這種工作模式一直持續到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的到來(lái)。在系統處于穩定工作狀態(tài)時(shí)，且保證每個(gè)開(kāi)關(guān)周期都能夠完全進(jìn)行去磁的條件下，磁化電流I1也等于下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)的I1，即：

如果電路的諧振頻率恰好等于開(kāi)關(guān)管截止的時(shí)間，則Ts的持續時(shí)間為0。而如果諧振周期大于Tr，可能會(huì )出現I1與I2不相等的情況。在這種情況下，下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始前半個(gè)諧振周期未結束，因此主功率開(kāi)關(guān)上的漏-源極電壓在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始時(shí)超過(guò)Vin;這樣，會(huì )增加開(kāi)關(guān)損耗。同時(shí)，也無(wú)法有效的實(shí)現變壓器的完全去磁。

三 諧振去磁的特點(diǎn)及諧振頻率選擇：

1 降低了對控制電路的50%占空比的要求。單端正激型開(kāi)關(guān)電源在實(shí)際工程中通常采用在主變壓器中增加第3個(gè)繞組的方法進(jìn)行去磁。由于受到開(kāi)關(guān)管的耐壓值的限制，通常將去磁繞組與初級繞組的匝比定為1：1。這樣，最大占空比只能達到50%。同時(shí)。為了減少開(kāi)關(guān)管關(guān)斷時(shí)的電壓尖峰，復位繞組和初級繞組在工藝上要求緊密耦合，因此變壓器的設計和加工工藝比較復雜。而諧振去磁只要求在開(kāi)關(guān)管截止期內，至少保證能完整進(jìn)行半個(gè)諧振周期工作。而通過(guò)諧振頻率的選擇和諧振元件參數值的調整，可以充分保證做到這一點(diǎn)。這樣，占空比不再受50%的要求，電源可以工作于較寬的輸入電壓范圍。同時(shí)對于簡(jiǎn)化電路結構也很有意義。

2 對比常規的去磁繞組法與諧振去磁，可以看出，常規的去磁繞組法中，磁化電流始終可以認為是非負值，在開(kāi)關(guān)導通時(shí)線(xiàn)性增長(cháng)，在開(kāi)關(guān)截止時(shí)線(xiàn)性減少。因此其B-H特性為第1象限;而諧振去磁的磁化電流在每一個(gè)周期內有一段時(shí)間為負值，因此屬于雙向磁化電流變化。在選擇較大的磁感應強度擺幅(ΔB)進(jìn)行功率變壓器設計時(shí)，在防止磁心飽和方面，諧振去磁具有更多的優(yōu)勢。

3 由理論分析和后面的桌面電路試驗的實(shí)際波形可以看出，諧振去磁時(shí)，開(kāi)關(guān)管漏-源極電壓波形為較為光滑的半正弦波，而去磁繞組法為波形邊緣較為陡峭的脈沖方波，前者無(wú)疑比后者具有更小的高次諧波分量。因此，對于開(kāi)關(guān)電源的EMI問(wèn)題也有所改善。

4 諧振去磁中，諧振元件參數的確定

在采用諧振去磁時(shí)，為以確保在開(kāi)關(guān)截止期內能夠完成半個(gè)諧振周期的去磁過(guò)程，需要仔細確定諧振元件的參數。因此，在理論分析的基礎上，必須在試驗中仔細觀(guān)察各種工作狀態(tài)下開(kāi)關(guān)管的漏-源極波形，以確定比較適宜的諧振頻率。

在選擇諧振頻率時(shí)，需要對開(kāi)關(guān)管的額定電壓和去磁效果相互之間的矛盾進(jìn)行綜合考慮。目前在中、小功率應用場(chǎng)合中，單端正激功率變壓器的初級電感量通常為幾十到幾百微亨，而開(kāi)關(guān)管的結電容通常為幾百到幾千pF，這樣，在僅僅利用初級電感和器件結電容進(jìn)行諧振去磁時(shí)，諧振頻率一般都可以達到幾百kHz或者更高。而為了降低主開(kāi)關(guān)管在諧振上的電壓應力Vds，有時(shí)需要在開(kāi)關(guān)管Q1或二極管Dr兩端并聯(lián)一定數量的電容以適當降低諧振頻率。然而，該電容的容值不能過(guò)大，否則會(huì )導致無(wú)法完全進(jìn)行諧振去磁的問(wèn)題。

圖6是在相同的占空比條件下，選擇不同的諧振參數時(shí)，開(kāi)關(guān)管漏-源極的典型電壓波形。圖中：

(1)是選擇比較適當的諧振頻率后的理想電壓波形，其形狀與上節理論分析的一致;

(2)是諧振頻率選擇過(guò)高時(shí)的波形。在變壓器的各個(gè)參數均確定的條件下，等效電容Cr較小時(shí)是這種波形。從圖中可以看出，雖然其基本形狀與(1)完全相同，也能夠迅速完成去磁過(guò)程，但是由于等效電容較小，因此諧振頻率較高，相同的變壓器初級激磁能量導致等效電容Cr上的諧振電壓V2的幅值遠超過(guò)了V1。這樣就要求主開(kāi)關(guān)管的耐壓更高，增加了成本。

(3)則是在開(kāi)關(guān)管、輸出二極管的兩端并聯(lián)的電容過(guò)大，導致諧振等效電容Cr過(guò)大，因此諧振頻率較低，甚至無(wú)法完全滿(mǎn)足在開(kāi)關(guān)管的截止期內完成諧振周期一半的工作。由前面的分析可知，系統動(dòng)態(tài)平衡時(shí)，完全的去磁條件是每一開(kāi)關(guān)導通期開(kāi)始的磁化電流應該與上一開(kāi)關(guān)截止期末的磁化電流相同，顯然(c)中的去磁過(guò)程沒(méi)有完全結束，在輸入電壓較低，開(kāi)關(guān)導通時(shí)間較長(cháng)時(shí)更是如此。在電路設計與試驗中，要盡量避免這種波形的產(chǎn)生。從這些圖也可以看出，工程設計中，有時(shí)為了降低功率開(kāi)關(guān)管的損耗，在其兩端并聯(lián)電容，這樣會(huì )對諧振去磁的效果產(chǎn)生影響，因此需要綜合考慮。

四 設計實(shí)例：

在上述理論的指導下，進(jìn)行了利用諧振技術(shù)去磁的實(shí)際單端正激電源的桌面電路試驗(12V/20W);并且在此基礎上，完成了某型號產(chǎn)品的初樣件設計工作。其基本原理見(jiàn)圖7。

在該電路中，控制器件選用UC1843(LCC20封裝);開(kāi)關(guān)頻率設為近300kHz，最大占空比選擇60%左右;開(kāi)關(guān)管Q1為2N6798(IRF230)，其Coss為250pF;整流二極管Dr選用15CLQ100，變壓器磁心選用MAGNETICS公司的RM6磁心，初級線(xiàn)圈為8匝，次級線(xiàn)圈為9匝。磁心的初級線(xiàn)圈電感量經(jīng)過(guò)實(shí)測為160μH左右，次級整流二極管未并聯(lián)電容，而初級MOSFET并聯(lián)510p電容;輸入電壓范圍為23V—33V。所測得的Q1漏-源極波形在最低輸入電壓和最高輸入電壓時(shí)的情況，如圖7所示(兩圖中的橫坐標為時(shí)間量1μs/格;縱坐標為電壓量20V/格)：

通過(guò)對實(shí)際電路功率MOSFET的漏-源極電壓波形實(shí)測，可以看出這種磁心復位方法的工作過(guò)程。從圖中可以大致推測出其去磁時(shí)的諧振頻率大約為300多kHz.。而實(shí)際的電路參數計算也大致在此范圍。對實(shí)際設計的電源產(chǎn)品分別進(jìn)行了高低溫條件下長(cháng)期連續通電試驗，其工作性能穩定，證明了該方法的技術(shù)有效性。