350-W、雙相交錯式預調節器設計評價(jià)

1 摘要

一般情況下，在較高功耗應用中需要采用全線(xiàn)電源并減少線(xiàn)電流諧波PFC預調節器的數量。在這些高功耗應用中，交錯式PFC級可縮小電感的占用空間，同時(shí)降低輸出電容器紋波電流。這些功能通過(guò)消除隨著(zhù)交錯式運行而產(chǎn)生的電感紋波電流而得以實(shí)現。上述應用手冊回顧了350-W、兩相交錯式功率因數校正(PFC)預調節器的設計理念。此種電源轉換器通過(guò)使用UCC28528PFC/PWM控制器以及用于交錯兩個(gè)功率級的UCC28220交錯式PWM控制器實(shí)現了PFC功能。另外，該電源轉換器還具有一只2-W的輔助偏置電源，用以向轉換器柵極驅動(dòng)和PWM/PFC電路供電。完整的設計原理圖如圖7和圖8所示。



2交錯式PFC升壓預調節器的優(yōu)勢評價(jià)



圖1顯示了一款兩相交錯式升壓轉換器的功能原理圖。該交錯式升壓轉換器只不過(guò)是兩個(gè)異相180度運行的升壓轉換器。輸入電流為兩只電感電流IL1和IL2之和。由于電感紋波電流為異相，所以它們彼此抵消了自身的輸出，并降低了由升壓電感產(chǎn)生的輸入紋波電流。最佳的輸入電感紋波電流消除是在占空比為50%時(shí)。輸出電容器電流為兩個(gè)二極管電流（I1+I2）之和，再減去DC輸出電流。這樣，作為占空比的一個(gè)函數，則降低了輸出電容器紋波電流(IOUT)。當占空比分別接近0%、50%和100%時(shí)，兩個(gè)二極管電流之和則達到了直流值。在任一最佳工作點(diǎn)時(shí)，輸出電容器只須過(guò)濾電感紋波電流。




圖1交錯式升壓級



2.1以占空比函數的形式降低輸入紋波電流



下列方程式表明了輸入紋波電流與電感紋波電流之間的比值(K(D))是如何隨著(zhù)占空比的變化而變化的。圖2所示為(K(D))隨著(zhù)占空比變化而變化的情況。需要引起重視的是，當為交錯式升壓轉換器選擇電感時(shí)，我們要記住輸入紋波電流的這些變化。這是因為PFC預調節器的占空比并非一成不變，而是隨著(zhù)線(xiàn)電壓的變化而變化的。




輸入電流/電感紋波電流與占空比的關(guān)系




圖2輸入紋波電流降低



在PFC預調節器中，占空比(D(θ))并非一成不變，而是隨著(zhù)線(xiàn)電壓(Vin(θ))的變化而變化。一般應用的占空比變化值可以為非常大的數值。占空比的這種變化可以通過(guò)對設計用于85V至265V常用輸入（帶有385V直流輸出調節）轉換器的評估而得出。在低線(xiàn)壓時(shí)，占空比(D1(θ))在100%和68%之間變化；而在高線(xiàn)壓時(shí)，占空比(D2(θ))在100%和2%之間變化。在整個(gè)線(xiàn)路循環(huán)中，并不是要完全地消除電感紋波電流。然而，對一個(gè)給定的電感而言，大幅降低輸入紋波電流就足夠了。在本例中，紋波電流的最大值將出現在低線(xiàn)壓（占空比為68%）達到峰值時(shí)。而在此占空比時(shí)，輸入端的電感紋波電流值將為55%。






占空比與相位角度的關(guān)系


圖3常用PFC預調節器的占空比變化



2.2磁量(MagneticVolume)削減評估

消除電感紋波電流可使設計人員削減升壓電感的磁量。這是因為兩只交錯式電感的儲能要求只是設計用于相同功率電平、轉換頻率和電感的單級預調節器的一半。






升壓電感的削減量可通過(guò)如下方法計算得出：在給定電感的情況下，將單級PFC預調節器(WaAcSINGLE)所要求的電感面積乘積與兩相交錯式預調節器電感(WaAcINTERLEAVED)所要求的面積乘積進(jìn)行對比。電感(L)、電感RMS電流(IRMS)、電流密度(CD)以及磁通密度(B)的準確數值并不要求在面積乘積中反映出削減量。






交錯式總面積乘積（2XWaAcINTERLEAVED）與單級預調節器面積乘積的比值為0.5。這種結果顯示：交錯式實(shí)現了50%的面積乘積削減，從而導致升壓磁量出現大幅削減。






如果以這種方式設計交錯式PFC預調節器，那么就不會(huì )增大EMI濾波器的尺寸。通常的設計實(shí)踐就是在低于150kHz的EMI頻帶范圍選擇電源轉換器的轉換頻率。轉換頻率的二次諧波將會(huì )是基頻的兩倍，極可能處于EMI頻帶范圍之內。為此，需要對其進(jìn)行濾波以滿(mǎn)足規范的要求。將兩只預調節器交錯在輸入端將會(huì )出現單相轉換頻率兩倍的轉換頻率。這就意味著(zhù)轉換器的基頻轉換頻率極有可能被推入EMI的頻帶范圍，并達到各級轉換頻率的二次諧波值。然而，輸入紋波電流被降低到了2倍。這不會(huì )對EMI濾波器產(chǎn)生任何額外的限制。



2.3以占空比函數的形式降低輸出電容器的紋波電流



圖4所示為以占空比函數的形式，顯示單級升壓轉換器的電容器額定輸出RMS電流(ICOUT(single)(D))以及兩相交錯式升壓轉換器的電容器額定RMS電流(ICOUT(D))。圖4表明了在相同的功率電平下，兩相交錯式輸出電容器紋波電流是傳統單級升壓轉換器的一半。RMS電流的降低則可降低由電容器ESR損耗所導致的發(fā)熱量，從而降低電氣強度。





增益/相位與頻率的關(guān)系


圖4額定的輸出電容紋波電流



3設計評價(jià)



電源設計要求如表1所示。請注意：該350-WPFC預調節器是基于德州儀器(TI)用戶(hù)指南文獻編號SLUU228中的TI評估板HPA117（可從TI訂購獲?。┒O計的。如欲了解詳情，敬請訪(fǎng)問(wèn)www.ti.com。另外，還需說(shuō)明的是，本應用手冊中所提及的設計是基于典型值設計的。在實(shí)際的生產(chǎn)環(huán)境中，必須對最?lèi)毫拥那闆r進(jìn)行分析。

表 1 設計要求

圖5功能結構圖



3.1升壓電感的選擇



CooperElectronics公司為我們的設計方案設計了200μH、CTX16-17309升壓電感。




3.2輸出電容的選擇(COUT)



選擇輸出電容有三個(gè)至關(guān)重要的標準，它們分別是保持能量、輸出紋波電壓以及RMS紋波電流。方程式16和方程式17用于選擇輸出電容。方程式16根據保持能量要求選擇輸出電容；而方程式17則根據輸出電壓(VRIPPLE)的要求，決定電容的大小。設計人員應根據本設計方案選擇方程式16和方程式17中的最大計算值。






同時(shí)，應根據電容器的容差，對其進(jìn)行減載(de-rate)運行。下列方程式根據電容容差中20%的誤差以及電容器使用壽命20%的變化，減載運行輸出電容器。






升壓電容器的RMS紋波電流可通過(guò)下列方程式計算得出。如果采用這些方程式，最好使用MathCAD或MATLAB設計工具。




3.3FET和二極管的選擇



為了滿(mǎn)足設計的效率要求(η)，需要將功率預算(PSEMI)設置為19W。在半導體器件的選擇方面，總是需要進(jìn)行不斷嘗試，而且也會(huì )出現錯誤。因此，往往需要多次嘗試，才能選擇到符合設計方案要求的半導體器件。






3.4二極管選擇



為了減少轉換損耗，我們采用了CREECSD10060SiC整流器。整流器中二極管的反向恢復電流接近于零。采用如下方程式來(lái)計算二極管的損耗(PDIODE)、二極管的峰值(IDIODE(peak))和平均電流(IDIODE)。式中Vf為升壓二極管的正向壓降。設計方案中的這些二極管每只將消耗大約0.6W(PDIODE)的功耗，那么兩只二極管總共將消耗1.2W的功耗。這樣使得升壓FET和輔助偏置電源將產(chǎn)生17.8W的功率損耗。






3.5根據RMS、峰值電流以及估計的FET損耗選擇FET






下列方程式用于估計FETRMS電流(IFET(rms))，而升壓FET(PFET)損耗又是基于該電流計算得出的。






總FET損耗的一部分為一個(gè)PWM轉換周期中所產(chǎn)生的Coss(COSS(avg))充電和放電損耗。COSS隨著(zhù)線(xiàn)電壓的變化而變化，其并不是一個(gè)線(xiàn)性函數?？刹捎萌缦路匠淌揭约癋ET產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中的數據來(lái)計算COSS(avg)。COSS(spec)為在規定的VDS電壓(VDS(spec))時(shí)測量得出的典型COSS值。本設計方案選用了一只IRF840、8A500VFET。估計的COSS(avg)值大約為160pF。






為了估計FET開(kāi)啟(tON(delay))和關(guān)閉(tOFF(delay))的延時(shí)情況，我們需要研究如下方程式以及圖6中FETVGS與QG的特性。




圖6






在本設計方案中，FET估計損耗(PFET)為5W。而FET總損耗將達10W，加上1.2W的二極管總損耗，那么半導體總損耗將達到11.2W，低于最初設定的19W功率預算(PSEMI)。



3.6為FET選擇散熱片



由于二極管只消耗0.6W的功耗，所以此種升壓二極管無(wú)需配置散熱片。然而，可以使用要求采用散熱片的FET和如下方程式來(lái)計算所需散熱片的熱阻(RθSA)。該方程式是基于40℃的最大容許環(huán)境溫度(TAMB)，以及從連接面至外殼的IR840熱阻(Rθjc)和從外殼至散熱片的TO220熱阻(RθCS)（所有這些熱阻均可從IRF840產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中查到）而確立的。在本設計方案中，我們選用了一只AAVID531202散熱片來(lái)滿(mǎn)足RθSA的要求。




3.7過(guò)壓保護和欠壓鎖定



OVP功能和欠壓鎖定(UVLO)均由UCC28220管理。這是一只用來(lái)監控升壓情況的簡(jiǎn)單的比較器。有關(guān)這些閾值的設置信息可在UCC28220產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中查到。在本設計方案中，OVP設置為425V，而UVLO設置為108V。只有當VOUT達到108V時(shí)，預調節器才開(kāi)始進(jìn)行轉換。



3.8峰值限流



峰值限流在UCC28220PWM比較器的輸入端，由最大控制電壓(VC)進(jìn)行設置。式中“a”為電流感應變壓器T1和T2的匝數比。峰值限流的跳變點(diǎn)設置為額定峰值電流的130%，以保護升壓FET。




VC=1.8，VCTRL最大設置為3.0V，以保護UCC28220CTRL引腳。


此方程式考慮了隨后添加的斜率補償。



在上電期間的FET峰值電流是正常運行情況下IPEAK電流的兩倍。這是因為需要過(guò)大的斜率補償，以確保穩定性。






3.9電流感應變壓器復位電阻(T1和T2)






3.10振蕩器和最大占空比鉗位



UCC28220振蕩器和最大占空比鉗位通過(guò)電阻RCHG進(jìn)行設置并放電。所需的占空比鉗位(DMAX)設置為0.9，以防止電流感應變壓器飽和。

3.11控制環(huán)路補償



電壓環(huán)路和電流環(huán)路的所有控制方程式均為估算方程式。本文中的控制方程式給出了反饋補償的開(kāi)始點(diǎn)。在大多數的控制環(huán)路中，都有必要根據實(shí)際情況，通過(guò)網(wǎng)絡(luò )分析儀對環(huán)路補償進(jìn)行調整。



3.12電流環(huán)路



設置電流環(huán)路的第一步就是設置乘法器組件。RIAC電阻與整流線(xiàn)電壓連接，而且是電流放大器輸出信號追蹤線(xiàn)電壓變化的元件。該電阻通常為一組必須的串聯(lián)電阻，以滿(mǎn)足高電壓的要求。






UCC28528內部的乘法器具有電壓前饋(VFF)功能。當線(xiàn)壓降防止線(xiàn)電流過(guò)度增加時(shí)，該功能可保持功率級增益穩定，同時(shí)提供軟功率限制。詳細的說(shuō)明請參閱TI/Unitrode應用手冊SLUA196A。VFF信號通過(guò)PFC控制器中的內部電流鏡產(chǎn)生。流經(jīng)VFF引腳的最大電流為IAC電流的一半。下列方程式用于選擇VFF電阻(RVFF)以及濾波器電容器(CVFF)，以消除VFF信號中的AC分量。




VFF信號中的AC分量會(huì )對總電流諧波失真(THD)產(chǎn)生影響。為了滿(mǎn)足電源電流THD的設計要求，濾波器電極(fp1)設置為一定的頻率，以限制VFF對總電流諧波失真的影響僅為1.5%。






這種控制方法是基于平均和峰值電流模式控制以及下列對電流環(huán)路進(jìn)行補償的方程式而得出的。這些計算方法使得設計方案更接近正確的補償，同時(shí)必須通過(guò)網(wǎng)絡(luò )分析儀予以微調。在本設計案例中，為了對電流環(huán)路(TC(s))進(jìn)行補償，我們設定了設計目標：相位裕度為45度，而且交叉頻率為轉換頻率的1/10。






VC1=VC-0.5V，VC1為UCC28220PWM比較器輸入端的最大控制電壓。說(shuō)明：方程式VC1計入了出現在UCC28220PWM控制器中的500mV失調電壓。(61)



電流放大器補償傳輸函數(GCA(s))如下所述：




需要使用分壓器HCA來(lái)分擔UCC28528CA輸出端的電壓，以保護UCC28220的CTRL引腳。該分壓器應能在各種功率要求的條件下正常工作，而且應對固定變量予以考慮。




為了確保穩定性，電流感應信號需要進(jìn)行斜率補償。至少需要將電感電流下斜坡斜率的50%加入到電流感應信號中。UCC28220具有由電阻RSLOPE設置的內部斜率補償功能。






UCC28528需要一只電流感應電阻(PFCRSENSE)來(lái)監控輸入電流。根據所分配的最大容許電流感應電壓(VSENSE)，計算上述電阻的阻值。






另外，UCC28528還采用了電流感應信號來(lái)觸發(fā)功率限制功能?？赏ㄟ^(guò)選擇適當的乘法器電阻RMO來(lái)設置功率限制功能。功率限制被設置為滿(mǎn)負載功率的110%，有關(guān)功率限制功能如何工作的說(shuō)明，請參閱UCC28528的產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)。功率限制之所以設置為滿(mǎn)負載功率的110%，是因為為了避免與UCC28220峰值電流（被設置為滿(mǎn)負載功率的130%）的限制功能發(fā)生沖突。






將環(huán)路交叉頻率設為零，則可為交叉頻率新增45度的相位，從而確?？刂骗h(huán)路的穩定性。




3.13電壓環(huán)路(TV(S))



電壓環(huán)路補償主要存在兩個(gè)限制因素。第一個(gè)是衰減2xfLINE輸出電容器電壓紋波，這就要求減少輸入電流諧波失真；第二個(gè)就是控制環(huán)路穩定性，如果上述當中的一個(gè)標準得不到滿(mǎn)足，那么PF和THD就會(huì )受到嚴重影響。

為了確保上述環(huán)路的諧波失真小，環(huán)路的交叉頻率(fC)設計為10Hz。






在關(guān)鍵參數的計算工作完成之后，則可構建電源，并對其進(jìn)行評估。350-W兩相交錯式PFC的最終設計方案如原理圖7和圖8所示。該電源同時(shí)還具有一只2-W的輔助電源（根據電流斷續模式(DCM)反向拓撲結構構建）。

4原理圖





圖7350-W交錯式PFC升壓預調節器原理圖


圖82-W反向PFC/PWM控制器原理圖



5設計性能



采用網(wǎng)絡(luò )分析儀對電流環(huán)路TC(s)進(jìn)行測量，而且電流環(huán)路不能準確追蹤如上所述的模型。TC(s)增益隨著(zhù)輸入電壓變化，并在頻率約為30kHz時(shí)以雙極的形式出現。這可能是由于本拓撲結構所需的斜率補償過(guò)大造成的。然而，電流環(huán)路卻保持穩定且無(wú)需調整。請注意：測量電流環(huán)路或電壓環(huán)路需要的是直流輸入電壓，否則線(xiàn)電流和線(xiàn)電壓將會(huì )影響環(huán)路的測量結果。不能采用設置超低頻頻率范圍的網(wǎng)絡(luò )分析儀測量電壓環(huán)路。




圖9圖10




圖11



5.1輸入電感紋波電流消除



圖12所示為當最小輸入為85VRMS時(shí)，線(xiàn)路出現峰值時(shí)電感紋波電流的消除情況。從圖中我們可以看出，輸入電流(CH4)是相應電感紋波電流L1(CH2)和L2(CH3)的二分之一。輸入紋波電流與電感紋波電流之間的比值與圖2所示情況一致。請注意：下圖中電流的比值為0.225A/mV。




圖12圖13




圖14



5.2瞬態(tài)響應



PFC預調節器的電壓環(huán)路通常低于10Hz，這也就是說(shuō)，能對小瞬態(tài)做出響應的最快電壓環(huán)路耗時(shí)約為100ms。在典型的應用中，PFC預調節器恢復對瞬態(tài)的響應需要比上述數值長(cháng)達5至10倍。然而，構建在UCC28528控制器件中的大信號比較器可使設計在200ms之內恢復對大信號瞬態(tài)的響應。




圖15圖17




圖16圖18




圖19圖20




圖21圖22



6結論



通過(guò)交錯升壓預調節器級，電源設計人員可將升壓電感的面積乘積減少50%，同時(shí)降低升壓電容RMS電流。這樣，設計人員則可縮小PFC預調節器的尺寸，并采用更低RMS額定值的輸出濾波器電容。



由于本設計方案需要許多升壓FET和升壓二極管，因此，在高功耗應用中，交錯式PFC預調節器將是一個(gè)上佳之選。在這些應用中，唯一增加的成本就是用于實(shí)現交錯式功能的附加控制電路。