高壓大功率變換器拓撲結構的演化及分析和比較

4）在串級電路設計上可以使用功率單元旁路技術(shù)，這樣當某個(gè)單元發(fā)生故障時(shí)，控制系統可以直接將故障單元旁路，電路仍可繼續工作，只是輸出電壓略有下降；

5）串級電路的單元模塊化為實(shí)際安裝和使用提供了很大便利；

6）串級電路使用多副邊繞組變壓器，通過(guò)副邊繞組的移相聯(lián)接可以將電流諧波影響幾乎減小到零，從而改善了電路的功率因數。

然而，串級電路結構的缺點(diǎn)也比較明顯：

1）每個(gè)基本單元都用一個(gè)獨立的直流電源供電，雖然使各個(gè)單元彼此隔離，但隨著(zhù)電平數增加，直流電源數也將增加；

2）使用的功率單元及功率器件數量較多，增加了投入，造價(jià)昂貴，且裝置的體積大，需要占用一定的安裝空間；

3）無(wú)法實(shí)現能量回饋及四象限運行，只適用于風(fēng)機、水泵等一般不要求四象限運行的設備。

4.2 改進(jìn)的級聯(lián)型多電平變換器

當獨立的直流電源電壓相等，并且取E時(shí)，由m個(gè)單相全橋逆變單元組成的單相級聯(lián)型多電平電路輸出電平數為2m＋1。若將級聯(lián)多電平變換器中各獨立直流電源的電壓分別取E，2E，4E，2mE，則其輸出電平數大幅度地增加到2m－1，這就是改進(jìn)的級聯(lián)多電平變換器的思想，從更嚴格的意義上講，它不是一種新的電路拓撲結構，說(shuō)是一種控制策略更為合適。

圖5為采用改進(jìn)的級聯(lián)多電平結構的GTO和IGBT混合型逆變電路。該逆變器的直流側總電壓為4.5kV，由GTO組成的高壓?jiǎn)卧袚?kV，由IGBT構成低壓?jiǎn)卧袚?.5kV。采用合適的控制策略，可以在輸出合成由－4.5kV，－3kV，－1.5kV，0，1.5kV，3kV，4.5kV等7電平構成的階梯波，如表1所列。和電壓相等的普通級聯(lián)多電平電路相比，輸出電壓的級數由5增加到7。將波形合成策略和脈沖寬度調制PWM策略相結合，可以得到一種非常適合于該種混合型級聯(lián)多電平逆變器的控制策略，即較高電壓的GTO逆變單元以輸出電壓的基波頻率為切換頻率；而較低電壓的IGBT逆變單元則在較高的頻率下進(jìn)行脈沖寬度調制，以此來(lái)改善輸出波形。GTO和IGBT在電路中的作用有所不同，GTO主要用來(lái)承擔電壓，而IGBT用來(lái)改善波形。圖6為混合逆變電路仿真輸出波形，其中圖6（a）為GTO輸出波形，開(kāi)關(guān)頻率為基波頻率，圖6（b）為IGBT輸出波形，載波頻率為4kHz。級聯(lián)型多電平變換器中各獨立直流電源的電壓還可以分別取E，3E，9E，3mE，則其輸出的電平數大幅度地增加到3m。但由于電壓以2m或者3m倍數增加，而器件的耐壓有限，所以，改進(jìn)型級聯(lián)多電平電路的串聯(lián)級數不能無(wú)限增加，實(shí)際系統的級聯(lián)數目最多不會(huì )超過(guò)3。

圖5 改進(jìn)型級聯(lián)逆變器主電路

(a) GTO輸出波形

(b) IGBT輸出波形

(c) 合成后的輸出波形

圖6 改進(jìn)型級聯(lián)逆變器輸出波形

表1 改進(jìn)的級聯(lián)多電平變流器各輸出電平組合情況（V_dc=2V_dc=2E）

5 結語(yǔ)

近年來(lái)，多電平變換器在高壓大功率場(chǎng)合越來(lái)越受到重視。在這些拓撲結構中，級聯(lián)型H橋拓撲結構特別有吸引力，因為，它可以實(shí)現模塊化以及控制簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，但是，存在需要很多獨立直流電壓源的缺點(diǎn)，因此，發(fā)展了混合級聯(lián)型等拓撲結構，在相同情況下，可以大量提高電平數量。隨著(zhù)變頻技術(shù)的發(fā)展，以后會(huì )出現更新、更好的新型電路拓撲結構，特別是近年來(lái)“電力電子積木”PEBB（Power Electronics Building Block）技術(shù)的興起，使多個(gè)功率器件的集成化和低成本化逐步成為可能，這也為多電平變換電路拓撲的發(fā)展提供了有力的技術(shù)支持，這必將會(huì )促進(jìn)中高壓功率變換技術(shù)的進(jìn)一步發(fā)展。