開(kāi)關(guān)電源(Buck電路)的小信號模型及環(huán)路設計
圖3 開(kāi)關(guān)電源的電壓模式控制反饋環(huán)路圖
在已知環(huán)路其他部分的傳遞函數表達式后,即可設計電壓誤差放大器了。由于KLC提供了一個(gè)零點(diǎn)和兩個(gè)諧振極點(diǎn)
,因此,一般將E/A設計成PI調節器即可,KEA=KP(1+ωz/s)。其中ωz用于消除穩態(tài)誤差,一般取為KLC零極點(diǎn)的1/10以下;KP用于使剪切頻率處的開(kāi)環(huán)增益以-20dB/十倍頻穿越0dB線(xiàn),相角裕量略小于90°。
VMC方法有以下缺點(diǎn):
1)沒(méi)有可預測輸入電壓影響的電壓前饋機制,對瞬變的輸入電壓響應較慢,需要很高的環(huán)路增益;
2)對由L和C產(chǎn)生的二階極點(diǎn)(產(chǎn)生180°的相移)沒(méi)有構成補償,動(dòng)態(tài)響應較慢。
VMC的缺點(diǎn)可用下面將要介紹的CMC方法克服。
3 平均電流模式控制(Average CMC)
平均電流模式控制含有電壓外環(huán)和電流內環(huán)兩個(gè)環(huán)路,如圖4所示。電壓環(huán)提供電感電流的給定,電流環(huán)采用誤差放大器對送入的電感電流給定(Vcv)和反饋信號(iLRs)之差進(jìn)行比較、放大,得到的誤差放大器輸出Vc再和三角波Vs進(jìn)行比較,最后即得控制占空比的開(kāi)關(guān)信號。圖4中Rs為采樣電阻。對于一個(gè)設計良好的電流誤差放大器,Vc不會(huì )是一個(gè)直流量,當開(kāi)關(guān)導通時(shí),電感電流上升,會(huì )導致Vc下降;開(kāi)關(guān)關(guān)斷,電感電流下降時(shí),會(huì )導致Vc上升。電流環(huán)的設計原則是,不能使Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率,兩者斜率相等時(shí)就是最優(yōu)。原因是:如果Vc上升斜率超過(guò)三角波的上升斜率,會(huì )導致Vc峰值超過(guò)Vs的峰值,在下個(gè)周波時(shí)Vc和Vs就可能不會(huì )相交,造成次諧波振蕩。
圖4 開(kāi)關(guān)電源平均電流模式控制示意圖
采用斜坡匹配的方法進(jìn)行最優(yōu)設計后,PWM控制器的增益會(huì )隨占空比D的變化而變,如圖5所示。
圖5 PWM控制器增益與占空比變化關(guān)系圖
當D很大時(shí),較小的Vc會(huì )引起D較大的改變,而D較小時(shí),即使Vc變化很大,D的改變也不大,即增益下降。所以有
d=D/Vs(17)
不妨設電壓環(huán)帶寬遠低于電流環(huán),則在分析電流環(huán)時(shí)Vcv為常數。當Vc的上升斜率等于三角波斜率時(shí),在開(kāi)關(guān)頻率fs處,電流誤差放大器的增益GCA為
GCA=GCA(Vo/L)Rs=Vsfs(18)
GCA=/(
Rs)=VsfsL/(UoRs)(19)
高頻下,將式(14)分子中的“1”和分母中的低階項忽略,并化簡(jiǎn),得
(s)=
(20)
由式(17)及式(20)有
=
=
(21)
將式(19)與式(21)相乘,得整個(gè)電流環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數為
·
=
(22)
將s=2πfc代入上式,并令上式等于1時(shí),可得環(huán)路的剪切頻率fc=fs/(2π)。因此,可將電流環(huán)等效為延時(shí)時(shí)間常數為一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的純慣性環(huán)節,如圖6所示。
圖6 電流環(huán)的傳遞函數示意圖
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