開(kāi)關(guān)電源（Buck電路）的小信號模型及環(huán)路設計

顯然，當電流誤差放大器的增益G_CA小于最優(yōu)值時(shí)，電流響應的延時(shí)將會(huì )更長(cháng)。

G_CA中一般要在f_s處或更高頻處形成一個(gè)高頻極點(diǎn)，以使f_s以后的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益以－40dB/dec的斜率下降，這樣雖然使相角裕量稍變小，但可以消除電流反饋波形上的高頻毛刺的影響，提高電流環(huán)的抗干擾能力。低頻下一般要加一個(gè)零點(diǎn)，使電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益變大，減小穩態(tài)誤差。

整個(gè)環(huán)路的結構如圖7所示。其中K_EA，K_FB定義如前?？梢?jiàn)相對VMC而言（參見(jiàn)圖3），平均CMC消除了原來(lái)由濾波電感引起的極點(diǎn)（新增極點(diǎn)f_s很大，對電壓環(huán)影響很?。?，將環(huán)路校正成了一階系統,電壓環(huán)增益可以保持恒定，不隨輸入電壓V_in而變，外環(huán)設計變得更加容易。

圖7 電壓外環(huán)反饋環(huán)路圖

4 峰值電流模式控制（Peak CMC）

平均CMC由于要采樣濾波電感的電流，有時(shí)顯得不太方便，因此，實(shí)踐中經(jīng)常采用一種變通的電流模式控制方法，即峰值CMC，如圖8所示。電壓外環(huán)輸出控制量（V_c）和由電感電流上升沿形成的斜坡波形(V_s)通過(guò)電壓比較器進(jìn)行比較后，直接得到開(kāi)關(guān)管的關(guān)斷信號（開(kāi)通信號由時(shí)鐘自動(dòng)給出），因此，電壓環(huán)的輸出控制量是電感電流的峰值給定量，由電感電流峰值控制占空比。

圖8 峰值電流模式控制示意圖

峰值CMC控制的是電感電流的峰值，而不是電感電流（經(jīng)濾波后即負載電流），而峰值電流和平均電流之間存在誤差，因此，峰值CMC性能不如平均CMC。一般滿(mǎn)載時(shí)電感電流在導通期間的電流增量設計為額定電流的10％左右，因此，最好情況下峰值電感電流和平均值之間的誤差也有5％，負載越輕誤差越大，特別是進(jìn)入不連續電流（DCM）工作區后誤差將超過(guò)100％，系統有時(shí)可能會(huì )出現振蕩現象。在剪切頻率f_c以下，由圖6可知平均CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益可升到很高（可以>1000），電流可完全得到控制，但峰值CMC的電流環(huán)開(kāi)環(huán)增益只能保持在10以?xún)炔蛔儯ǚ逯惦娏骱推骄抵g的誤差引起），因此，峰值CMC更適用于滿(mǎn)載場(chǎng)合。

峰值CMC的缺點(diǎn)還包括對噪音敏感，需要進(jìn)行斜坡補償解決次諧波振蕩等問(wèn)題。但由于峰值CMC存在逐周波限流等特有的優(yōu)點(diǎn)，且容易通過(guò)脈沖電流互感器等簡(jiǎn)單辦法復現電感電流峰值，因此，它在Buck電路中仍然得到了廣泛應用。

5 結語(yǔ)

采用平均狀態(tài)方程的方法可以得到Buck電路的小信號頻域模型，并可依此進(jìn)行環(huán)路設計。電壓模式控制、平均電流模式控制和峰值電流模式控制方法均可用來(lái)進(jìn)行環(huán)路設計，各有其優(yōu)缺點(diǎn)，適用的范圍也不盡相同。