安森美半導體16 W xDSL調制解調器AC-DC適配器參考設計
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家庭和辦公應用中的xDSL調制解調器通常采用外部交流-直流(AC-DC)適配器供電。從大多數人的使用習慣來(lái)看，這些適配器一直插在電源插座上，持續從交流主電源消耗著(zhù)電能。據估計，通過(guò)適配器的電能中有高達25%是在待機(空載)時(shí)消耗的?；谶@個(gè)原因，AC-DC適配器在設計之初就必須考慮到在待機模式下要保持極低的能耗。
除了待機能耗要盡可能地低，AC-DC適配器的工作效率必須非常高。由于電子設備工作時(shí)的能耗畢竟占據著(zhù)更高比例(約75%)，較高的工作效率能夠幫助節省電能。有鑒于此，世界各地的規范機構不斷發(fā)布與實(shí)施針對外部電源(EPS)在工作及待機時(shí)的能效要求，如表1所示。
表1：針對外部電源的一些主要能效規范。
對于調制解調器原始設備制造商(OEM)，AC-DC適配器已經(jīng)成為大宗商用產(chǎn)品。因此，他們強制要求符合嚴苛的規范，同時(shí)還要求低成本。對于A(yíng)C-DC適配器而言，關(guān)鍵的性能指標包括三項，分別是：功率密度(受封裝尺寸要求驅動(dòng))、安全性和低外殼溫度。安森美半導體的調制解調器AC-DC適配器參考設計的規范要求如下：
輸入：90-270 Vac，50/60 Hz
輸出：1.3 A持續電流時(shí)12 Vdc±5%(功率為16 W)；1.6 A浪涌電流達10 s
穩壓：結合線(xiàn)路和負載條件下<2%
輸出紋波：低于200 mV p/p
穩流：結合線(xiàn)路和負載條件下<10%
平均能效：≥0.09 * Ln (16) + 0.49 = 74%(符合“能源之星”外部電源1.1版要求)
待機(空載)能耗：≤0.3 W
工作溫度：0至50℃
冷卻方式：對流
輸入保護：采用1 A熔絲提供8 Ω浪涌限制
輸出保護：過(guò)流保護、過(guò)壓保護和過(guò)溫保護
遵從的安全標準：3 kV I/O隔離
遵從的EMI標準：FCC Part 15 conducted EMI (Level B, average profile)
電路工作原理
圖1所示的是這AC-DC適配器的電路原理圖。從圖中可以看出，這適配器電源是基于反激轉換器拓撲結構而設計，采用了簡(jiǎn)單的齊納器件，再加上光電耦合器反饋電路用于輸出電壓感測和穩壓。交流輸入通過(guò)D1至D4的4個(gè)二極管進(jìn)行全波整流，并通過(guò)電容C3和C4進(jìn)行濾波，為反激轉換器段提供直流“bulk”總線(xiàn)。電阻R1在導通時(shí)提供浪涌電流限制功能，而電容C1、C2和電感L1、L2構成了針對導電電磁干擾(EMI)的共模及差模濾波。
電路工作原理
圖1所示的是這AC-DC適配器的電路原理圖。從圖中可以看出，這適配器電源是基于反激轉換器拓撲結構而設計，采用了簡(jiǎn)單的齊納器件，再加上光電耦合器反饋電路用于輸出電壓感測和穩壓。交流輸入通過(guò)D1至D4的4個(gè)二極管進(jìn)行全波整流，并通過(guò)電容C3和C4進(jìn)行濾波，為反激轉換器段提供直流“bulk”總線(xiàn)。電阻R1在導通時(shí)提供浪涌電流限制功能，而電容C1、C2和電感L1、L2構成了針對導電電磁干擾(EMI)的共模及差模濾波。
圖1：安森美半導體16 W Modem AC-DC適配器參考設計的電路原理圖。
其中的反激轉換器由NCP1027控制器(含集成的MOSFET U1)、反激變壓器T1以及二極管D6、電容C6和C7等次級輸出整流/濾波部分組成。T1上的輔助繞組及R15、D7、C10、R9和C9等相關(guān)元件為這控制芯片提供工作偏置(VCC)，并在電源短路時(shí)容許低輸出功率，及在空載條件下容許極低待機能耗。由于輔助繞組產(chǎn)生的電壓會(huì )追蹤主輸出電壓，這電壓還會(huì )在發(fā)生反饋環(huán)路開(kāi)路時(shí)用于感測過(guò)壓條件。
其中的反激轉換器由NCP1027控制器(含集成的MOSFET U1)、反激變壓器T1以及二極管D6、電容C6和C7等次級輸出整流/濾波部分組成。T1上的輔助繞組及R15、D7、C10、R9和C9等相關(guān)元件為這控制芯片提供工作偏置(VCC)，并在電源短路時(shí)容許低輸出功率，及在空載條件下容許極低待機能耗。由于輔助繞組產(chǎn)生的電壓會(huì )追蹤主輸出電壓，這電壓還會(huì )在發(fā)生反饋環(huán)路開(kāi)路時(shí)用于感測過(guò)壓條件。
過(guò)壓保護(OVP)啟動(dòng)(trip)電平能夠通過(guò)輔助繞組的匝數和電阻R9的值來(lái)調節。主次級電壓通過(guò)肖特基二極管D6來(lái)整流，并通過(guò)主輸出電容C6和C7濾波至相對平常的直流電平。電容C12為輸出提供額外的高頻噪聲濾波功能。由R2、R3、C5和D5組成的電阻電容二極管(RCD)緩沖器用于對T1初級泄漏電感導致的電壓尖峰進(jìn)行鉗位。這緩沖器網(wǎng)絡(luò )限制峰值電壓及降低潛在的EMI放射問(wèn)題，從而防止潛在的MOSFET漏極損傷(引腳5)。
圖2：可替代RCD緩沖器電路的非耗散型諧振緩沖器電路
除了上述RCD緩沖器電路，還有一種可替代的非耗散性諧振緩沖器電路，如圖2所示。根據變壓器設計的屬性及相關(guān)的寄生參數，這種緩沖器還可以將電路效率提升幾個(gè)百分點(diǎn)。隨著(zhù)電源輸出電壓和/或功率電平的降低——取決于具體需求，這種能效的提升可能對于符合“能源之星”能效要求至關(guān)重要。這非耗散性緩沖器電路采用了由Lr和Cr組成的諧振儲能(tank)電路，這諧振儲能電路實(shí)質(zhì)上充當電抗型(reactive)電荷泵，將變壓器的漏電抗能量返回至(C4上的)輸入總線(xiàn)而非在電阻上將其泄放掉。這可以通過(guò)由額外快速恢復二極管和小型1.5 mH電感Lr實(shí)現，但會(huì )增加些許成本。
回到圖1。輸出電壓穩壓是通過(guò)由Z1、R5、R6、R7和光耦合器U2等元件組合實(shí)現的。當輸出電壓增加至約12 V時(shí)，齊納器件Z1導電，當有足夠的電流流進(jìn)R7從而產(chǎn)生導通光耦二極管所需的0.9 V電壓時(shí)，電壓反饋環(huán)路關(guān)閉，輸出將被穩壓。電阻R7的使用迫使齊納電流成為器件電壓/電流(V/I)曲線(xiàn)的穩定部分，使得輸出電壓的溫度效應得以最小化。輸出電壓將等于額定齊納電壓加上約0.9 V。但因為齊納器件和光耦合器特性以及這電路較小的負溫度系統的緣故，(實(shí)際電壓)可能會(huì )有一些變化，但輸出電壓(Vout)設定點(diǎn)變化必須不超過(guò)±5%?？蛇x電阻R5支持對輸出電壓僅在向上方向進(jìn)行微調。
回到圖1。輸出電壓穩壓是通過(guò)由Z1、R5、R6、R7和光耦合器U2等元件組合實(shí)現的。當輸出電壓增加至約12 V時(shí)，齊納器件Z1導電，當有足夠的電流流進(jìn)R7從而產(chǎn)生導通光耦二極管所需的0.9 V電壓時(shí)，電壓反饋環(huán)路關(guān)閉，輸出將被穩壓。電阻R7的使用迫使齊納電流成為器件電壓/電流(V/I)曲線(xiàn)的穩定部分，使得輸出電壓的溫度效應得以最小化。輸出電壓將等于額定齊納電壓加上約0.9 V。但因為齊納器件和光耦合器特性以及這電路較小的負溫度系統的緣故，(實(shí)際電壓)可能會(huì )有一些變化，但輸出電壓(Vout)設定點(diǎn)變化必須不超過(guò)±5%?？蛇x電阻R5支持對輸出電壓僅在向上方向進(jìn)行微調。
如果輸出電流超過(guò)約1.8 A，轉換器占空比將被MOSFET U1的峰值電流感測所降低，而輸出電壓將開(kāi)始下降。由于C10上的Vcc偏置電壓將隨著(zhù)輸出電壓下降，最終Vcc引腳1上將沒(méi)有足夠電壓來(lái)為控制器供電，而電源會(huì )進(jìn)入啟動(dòng)-停止打嗝(hiccup)模式，這會(huì )防止大輸出電流進(jìn)入過(guò)載條件，同時(shí)保護電源和負載。
電阻R10至R12組成的網(wǎng)絡(luò )為電路在交流輸入電壓(及直流buck電壓相應地)下降至低于大約75 Vac時(shí)提供欠壓保護。引腳3(芯片在此引腳關(guān)閉)上的電平能夠通過(guò)R10來(lái)調節。C11為這輸入提供濾波。此外，如果需要的話(huà)，可以通過(guò)可選的電阻R8、R13和R14來(lái)提供可選的過(guò)功率補償功能。
變壓器設計
對于低功率應用而言，需要變壓器尺寸盡可能地??；但是，隨著(zhù)變壓器尺寸變小，磁芯的橫截面積也會(huì )變小。這就需要更多的初級匝數來(lái)維持可接受的磁通量密度限制，并可能導致繞軸上聚集過(guò)多的匝數，從而抑制了初級和次級之間進(jìn)行有效的絕緣。初級匝數太多也會(huì )增加初級泄漏電感，這還未提及通常繞組上會(huì )有的直流阻抗。本參考設計中采用了E25/10/6鐵芯，并針對上述參數問(wèn)題進(jìn)行了較為令人滿(mǎn)意的折衷。針對通用輸入的變壓器設計如圖3所示。
還有一種專(zhuān)門(mén)針對230 Vac輸入條件(歐洲)的設計，可以提供高一些的能效，并能夠將持續功率輸出增加至20 W(1.65 A)。無(wú)論是哪種設計，初級都分為兩層，而次級和Vcc繞組夾在中間。這種配置的泄漏電感更低，并因此在MOSFET關(guān)閉時(shí)提供更低的電壓尖鋒。這種三繞組12 V次級適合于將繞組中的交流和直流損耗降到最低。確切的引腳輸出將取決于具體布線(xiàn)，但磁芯選擇、線(xiàn)束大小、電感值和匝數比應當適合恰當的操作。這種特別的反激變壓器設計用于100 kHz不連續導電模式(DCM)工作，因此NCP1027的引腳2提供的斜坡補償特性并非必需。
圖3：針對通用輸入條件(90-270 Vac)的變壓器設計。
測試結果
1) 工作效率。
120和230 Vac輸入條件下25%、50%、75%和100%負載時(shí)的能效測試結果如表2所示。其中左表所示為采用RCD緩沖器電路的參考設計的能效數據，而右表為采用諧振緩沖器電路的參考設計相對略高的能效數據。值得一提的是，這兩種情況下的平均能效都輕易地滿(mǎn)足CEC和能源之星EPS規范(1.1版)對所屬功率電平范圍的要求。在230 Vac輸入條件下，輕載時(shí)能效會(huì )略微降低，主要是因為在這種輸入電平時(shí)MOSFET的開(kāi)關(guān)損耗較高。
表2：安森美半導體16 W Modem AC-DC適配器參考設計的平均能效。
2) 待機(空載)能耗
采用傳統RCD緩沖器電路的參考設計的空載能耗為：
290 mW @ 120 Vac
210 mW @ 240 Vac
采用非耗散性諧振緩沖器電路的參考設計的空載能：
240 mW @ 120 Vac
200 mW @ 240 Vac
這些空載能耗數據不僅符合CEC和“能源之星”1.1版要求，更符合“能源之星”最新的2.0版要求。
總結：
本文介紹了安森美半導體用于xDSL調制解調器AC-DC適配器的一種經(jīng)過(guò)完備構建及測試的GreenPointTM解決方案。這電源參考設計旨在用于需要良好輸出穩壓的低高度離線(xiàn)應用。除了xDSL調制解調器，這參考設計還適合于功率介于10至20 W范圍、需要單路輸出電壓的打印機、路由器、集線(xiàn)器和/或類(lèi)似的消費類(lèi)音視頻產(chǎn)品應用。
這電源參考電源設計基于安森美半導體集成了700 V MOSFET的NCP1027單片控制器，構建了輸出能力為12 V、1.3 A的電源，具有超過(guò)1.6 A的浪涌能力，符合“能源之星”等規范機構的工作能效和待機能耗要求，以及其它安全規范要求。值得一提的是，只需要對變壓器砸數比和電壓參考齊納器件進(jìn)行重新配置，這參考設計就能修改用于輸出電壓在幾伏到高達28 V(或更高)、功率約為20 W的應用。
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