開(kāi)關(guān)電源中的功率因數校正（APFC）學(xué)習

引言
功率因數校正用于改變離線(xiàn)電源輸入電流的形狀，使從干線(xiàn)獲取的有功功率最大。理想的情況下，電器應該表現為類(lèi)似一個(gè)純電阻的負載，這時(shí)設備吸收的無(wú)功功率為零。此方案的含意是輸入電流不含諧波—電流是輸入電壓(通常是正弦波)的完美仿形，而且與其同相。在這種情況下，從干線(xiàn)吸收的電流僅為完成所需工作要求的有功功率最小值，這不僅將與功率分配有關(guān)的損耗和成本減至最小，而且還可降低與發(fā)電及其過(guò)程中的主要設備有關(guān)的損耗和成本。無(wú)諧波也使得對用同一電源供電的其他設備的干擾最小。
當今許多電源中采用PFC(功率因數校正)的另一個(gè)原因是為了符合規范要求。歐洲的電氣設備必須符合歐洲規范EN61000-3-2，這是國際電工技術(shù)委員會(huì )原始文件IEC1000-3-2的歐洲版本。此要求適用于大多數輸入功率為75W或更高的電器，而且它規定工頻諧波的最大幅度為39次諧波。雖然此要求在美國還沒(méi)有確定，但是試圖在全球銷(xiāo)售產(chǎn)品的電源生產(chǎn)商正在設計符合此要求的產(chǎn)品。

總諧波失真(THD)及其與功率因數的關(guān)系
THD定義為等于或高于2次諧波的多次諧波均方根值的平方和的開(kāi)方(均方根值)除以基波的均方根。在公式(1)中，等于或高于2次諧波的均方根值就是除去基波的均方根后的波形均方根值。進(jìn)行如下分析后，功率因數和THD的關(guān)系就清楚了。分析中的最后等式顯示了電流和電壓同相時(shí)發(fā)生的簡(jiǎn)單關(guān)系。開(kāi)關(guān)電源中基本上就是這種情況，因為相位偏移通常接近零。
     (1)
Kd因此  Kd2
可以得出和 Kd
由于PF = Kd·cosq，當電流基波與電壓同相(cosq = 1)時(shí)，。THD為0.1(10%)時(shí)，PF = 0.995。
因為輸入電路的原因，開(kāi)關(guān)電源對于干線(xiàn)電源具有非線(xiàn)性阻抗。輸入電路通常包含一個(gè)半波或全波整流器，后接一個(gè)儲能電容，其能夠維持大致為輸入正弦波峰值的電壓，直至下一個(gè)峰值來(lái)臨，為電容再充電。在這種情況下，只在輸入波形的峰值時(shí)從輸入吸收電流，而且電流脈沖必須包含足夠的能量以支持負載直至下一個(gè)峰值。它通過(guò)在短時(shí)間內向電容輸入大量電荷實(shí)現，然后電容向負載慢慢釋放能量，直至下一個(gè)周期開(kāi)始。電流脈沖往往是周期的10%到20%，這意味著(zhù)脈沖電流必須為平均電流的5到10倍。圖1描述了這種情況。
注意，盡管電流波形嚴重失真，電流和電壓是完全同相的。應用相位角余弦定義將導致錯誤的結論：電源的功率因數為1.0。
圖2顯示了電流波形的諧波內容?；?在此情況中是60Hz)幅度為100%的參考幅度，而較高次諧波的幅度以基波幅度的百分比表示。注意偶次諧波幾乎不可見(jiàn)；這是波形對稱(chēng)的結果。如果波形由無(wú)限窄和無(wú)限高的脈沖組成，則頻譜將是扁平形的，意味著(zhù)所有諧波的幅度相同。此電源的功率因數約為0.6。
圖3顯示了完美功率因數校正的電源輸入以用于參考。其電流波形與電壓波形相似，形狀相同，相位相同，輸入諧波幾乎為零。

無(wú)源PFC
圖4顯示了帶有無(wú)源PFC的個(gè)人電腦電源的輸入電路。注意連接PFC電感中心抽頭的線(xiàn)路電壓范圍開(kāi)關(guān)。在230V的位置(開(kāi)關(guān)打開(kāi))使用電感的兩個(gè)半繞組，整流器為全波橋式整流器。在115V的位置，只使用了電感的左半邊和整流器橋的左半邊，整流器為半波倍壓整流模式。在230 Vac輸入的全波整流器情況中，在整流器的輸出端產(chǎn)生325 Vdc。此325Vdc母線(xiàn)當然是未穩壓的，而且隨著(zhù)輸入線(xiàn)路電壓的變化上下波動(dòng)。

臨界導電模式控制器
臨界導電模式或過(guò)渡模式控制器在照明應用中很流行。這些控制器使用十分方便且價(jià)格低廉。典型的應用電路如圖5所示。
基本臨界導電模式PFC變換器使用與上文所示類(lèi)似的控制方案。具有一個(gè)低頻極點(diǎn)的誤差放大器提供誤差信號給參考乘法器。加到乘法器的另一個(gè)輸入與整流后的輸入交流線(xiàn)路電壓成比例。乘法器輸出是誤差放大器的近似直流信號和交流輸入的半正弦波形。
乘法器的信號輸出也是一個(gè)乘以增益系數(誤差信號)的半正弦波，用作電流整形網(wǎng)絡(luò )的參考。調整此信號的幅度以保持其適當的平均功率，使輸出電壓維持在其穩壓值。
電流整型網(wǎng)絡(luò )強迫電流遵循乘法器的波形輸出，盡管工頻電流信號(檢測后)將是此參考幅度的一半。電流整形網(wǎng)絡(luò )功能如下：
在圖6的波形中，Vref是乘法器的輸出信號。此信號被送入比較器的一個(gè)輸入中，該比較器還有一個(gè)連接至電流波形的輸入。
當功率開(kāi)關(guān)接通時(shí)，電感電流斜升，直至并聯(lián)信號達到Vref水平。這時(shí)，比較器改變狀態(tài)并關(guān)閉功率開(kāi)關(guān)。開(kāi)關(guān)斷開(kāi)后，電流斜降至零。零電流檢測電路測量電感上的電壓，當電流達到零時(shí)，電壓也將降為零。這時(shí)開(kāi)關(guān)接通，電流再次斜升。
顧名思義，這種控制方案將電感電流保持在連續導電和不連續導電之間的邊緣狀態(tài)，稱(chēng)為臨界導通。這很重要，因為波形總是已知，因此平均電流和峰值電流之間的關(guān)系也已知。對于三角波，平均值恰好是峰值的一半。這意味著(zhù)平均電流信號(電感電流x Rsense)將為參考電壓的一半。
此類(lèi)穩壓器的頻率隨著(zhù)線(xiàn)路和負載的變化而變化。在高線(xiàn)路和輕負載時(shí)，頻率最大，但在整個(gè)線(xiàn)路周期中還是會(huì )變化。優(yōu)點(diǎn)：芯片價(jià)格低廉，設計簡(jiǎn)便，無(wú)開(kāi)關(guān)接通損耗。缺點(diǎn)：頻率可變。

不帶乘法器的臨界導電
安森美半導體芯片MC33260采用了臨界導電模式控制器的創(chuàng )新方法。此芯片提供與上述控制相同的輸入輸出功能，但是它不使用乘法器即可實(shí)現此功能。
CCM控制器的電流波形從零斜升到參考信號然后回到零。參考信號與整流后的輸入電壓成比例，可以記為k×Vin，其中k是傳統電路中交流電壓分壓器和乘法器的度量常數。有了這個(gè)條件，且已知電感和輸入電壓的斜率關(guān)系，以下等式成立：
Ipk = k·Vin(t) 且Ipk
使這兩個(gè)等式的峰值電流相等，可以得到:

因此，ton=k·L  (2)
此等式表示對于給定的參考信號(k×Vin)ton是常數。Toff將在整個(gè)周期中變化，這就是可變頻率的原因，它對于臨界導電是必要的。在給定的線(xiàn)路和負載條件下接通時(shí)間為常數，這是該控制電路的基礎。
在圖7的電路中，可編程單觸發(fā)定時(shí)器確定功率開(kāi)關(guān)的導通時(shí)間。當接通時(shí)間結束時(shí)，PWM將切換狀態(tài)并斷開(kāi)功率開(kāi)關(guān)。零電流檢測器檢測電感電流，當它達到零時(shí)，開(kāi)關(guān)再次接通。這產(chǎn)生了略微不同的電流波形，但是與傳統方案有同樣的直流輸出，只是不使用乘法器。
由于給定的導通時(shí)間只在給定的負載和線(xiàn)路條件下有效，因此將直流環(huán)路的低頻誤差放大器連接到單觸發(fā)電路槽。誤差信號改變了充電電流，從而改變控制電路的導通時(shí)間，所以可以對各種負載和線(xiàn)路條件進(jìn)行穩壓。

跟隨升壓
此芯片包含一些其它特性，包括一個(gè)令輸出電壓跟隨輸入電壓的電路，這稱(chēng)為跟隨升壓運行。在跟隨升壓模式中，輸出電壓穩定在輸入電壓峰值以上的固定水平。在大多數情況下，PFC變換器的輸出連接到一個(gè)DC-DC變換器。DC-DC變換器一般能夠在很寬的輸入電壓范圍內實(shí)現穩壓，因此不需要恒定的輸入電壓(見(jiàn)圖8)。
跟隨升壓運行的優(yōu)點(diǎn)在于其要求的電感較小、較便宜，并且減小了功率FET的接通時(shí)間損耗。這通常用于旨在降低系統成本的系統中。優(yōu)點(diǎn)：芯片價(jià)格低廉，設計簡(jiǎn)便，沒(méi)有開(kāi)關(guān)接通損耗，可以工作在跟隨升壓模式。缺點(diǎn)：頻率可變。

連續導電模式
首個(gè)廣泛使用的連續導電PFC控制器集成電路為UC3854，該控制方案基于Bruce Wilkinson 和 Josh Mandelcorn的功率因數等于1的電源。在此模式中，電感電流是連續的，而且根據升壓電感的值，峰峰值紋波可以任意小。
連續導電模式PFC可以使用的最常用的控制器采用UC3854推薦的基本電路。所有這些芯片的兩大主要特性是線(xiàn)路前饋的Vrms2控制和平均電流模式控制。這些不同的集成電路中有一些其它特性，如表1所示。

Vrms2控制
正如市場(chǎng)上幾乎所有PFC控制器的情況一樣，一個(gè)基本的單元是參考信號，它是整流后的輸入電壓的按比例復制，作為電流波形整形電路的參考。這些芯片都使用乘法器實(shí)現此功能：但是，乘法器系統比傳統的兩輸入乘法器更復雜。
圖9顯示了連續模式PFC的傳統方法。升壓變換器由一個(gè)平均電流模式PWM驅動(dòng)，它根據電流命令信號Vi對電感電流(變換器的輸入電流)進(jìn)行整形。信號Vi是輸入電壓Vin的復制，在數量級上縮放了VDIV倍。VDIV由電壓誤差信號除以輸入電壓平方獲得(由Cf濾波，因此它只是與輸入幅度成正比的換算系數)。
誤差信號除以輸入電壓幅度平方看似有點(diǎn)反常，目的是使環(huán)路增益(瞬態(tài)響應)與輸入電壓無(wú)關(guān)。分母中的電壓平方函數消去了VSIN幅度和PWM控制的傳輸函數(電感中的電流斜率與輸入電壓成正比)。此方案的缺點(diǎn)是乘法器乘法的可變性。需要考慮最差的功率耗散情況，增加安全設計余量。

平均電流模式控制
乘法器的交流參考信號輸出(Vi)代表圖9中PFC變換器的輸入電流波形、相位和換算因數。PWM控制框的作用是使平均輸入電流與參考相匹配。為了實(shí)現這一功能，在控制器中使用了稱(chēng)為平均電流模式控制的控制系統(見(jiàn)圖10)。
平均電流模式控制采用一個(gè)根據控制信號Icp調整平均電流(輸入或輸出)的控制電路。對于一個(gè)PFC控制器，Icp由低頻直流環(huán)路誤差放大器產(chǎn)生。電流放大器既是電流信號的積分器，又是誤差放大器。它控制波形調整，而Icp信號控制直流輸出電壓。電流Icp 在Rcp兩端產(chǎn)生一個(gè)電壓。為了使電流放大器維持其線(xiàn)性狀態(tài)，它的輸入必須相等。因此，Rshunt上下降的電壓必須與Rcp上的電壓相等，因為輸入電阻到電流放大器的同相輸入端不能有直流電流。電流放大器的輸出是基于分路電阻中的平均電流和Icp信號的低頻誤差信號。此信號與振蕩器的鋸齒波形相比較，與電壓模式控制電路的情況一樣。PWM比較器根據這兩個(gè)輸入信號產(chǎn)生占空比。優(yōu)點(diǎn)：對于高于200瓦的功率水平有效，÷V2電路穩定了輸入變化的環(huán)路帶寬，以固定頻率運行。缺點(diǎn)：比臨界導電電路更昂貴而且更復雜。

NCP1650系列
安森美半導體最近推出了一個(gè)高度集成的PFC控制器系列，具有創(chuàng )新的控制方案(見(jiàn)圖11)。此芯片的控制電路采用臨界導電模式單元中的元件，以及一個(gè)以前在功率因數校正芯片中從未使用的平均電路?；镜姆€壓器電路包括一個(gè)可變的交流參考，低頻穩壓誤差放大器和電流整形網(wǎng)絡(luò )。此芯片包括了幾個(gè)有關(guān)PFC控制器的問(wèn)題的解決方案，包括瞬態(tài)響應和乘法器精度。它也包括可減少功率變換器總零件數的其它特性。

PFC環(huán)路
誤差放大器有一個(gè)與其相關(guān)的極低頻極點(diǎn)，用于提供10 Hz的典型總體環(huán)路帶寬。此信號驅動(dòng)一個(gè)至參考乘法器的輸入。乘法器另一個(gè)輸入連接整流后的交流線(xiàn)路電壓分壓輸出。此乘法器的輸出是一個(gè)交流正弦半波形，與整流后的輸入電壓成比例。這個(gè)交流參考提供輸入信號至電流整形網(wǎng)絡(luò )，它促使輸入電流具有正確的波形和幅度，以獲得良好的功率因數和正確的輸出電壓。電流整形網(wǎng)絡(luò )使用平均電流模式控制方案，但是此電路與任何目前使用的電路不同。圖12中描述了這種電路。

電流整形電路
電流整形網(wǎng)絡(luò )的主要功能是使電感電流的平均值跟隨參考乘法器產(chǎn)生的參考信號。開(kāi)關(guān)電流通過(guò)與FET開(kāi)關(guān)源極串連的分路電阻轉換為電壓。分路電阻從源極(地)連接到輸入整流器的返回引線(xiàn)。這種電流檢測方法產(chǎn)生了一個(gè)負電壓，對于一個(gè)集成電路而言這并不理想，因為如果電壓比地低幾百個(gè)mV，基底注入會(huì )有問(wèn)題。另一方面，這種檢測方式在檢測電感電流的同時(shí)，也檢測了開(kāi)關(guān)和二極管電流。
電流檢測放大器是一個(gè)有兩個(gè)高頻輸出的跨導放大器。它使電流信號反相，并把一個(gè)輸出反饋到PWM輸入的一個(gè)相加節點(diǎn)。另一個(gè)輸出送到11引腳上的平均網(wǎng)絡(luò )。此網(wǎng)絡(luò )有一個(gè)由外部電容和內部電阻形成的可調極點(diǎn)。平均電流由一個(gè)緩沖級進(jìn)行比例變換，并加上一個(gè)與交流輸入電壓成比例的值，然后送至交流誤差放大器的輸入。
交流誤差放大器是維持良好輸入功率因數的關(guān)鍵。因為放大器的輸入應該相等，而且其中一個(gè)輸入連接到參考信號，此放大器的輸出必須產(chǎn)生一個(gè)強迫反相輸入端匹配的信號。這意味著(zhù)平均開(kāi)關(guān)電流是參考信號的良好代表，因為這是加到反相輸入端的信號。
交流誤差放大器的輸出以極點(diǎn)-零點(diǎn)網(wǎng)絡(luò )補償。此信號送至反相參考緩沖。用這種方法設計電路可以使交流誤差放大器的輸出在零輸出時(shí)處于低狀態(tài)。這樣可以使外部軟啟動(dòng)電路方便地連接到芯片。
至PWM的輸入總共有四種信號，包括用于確定開(kāi)關(guān)何時(shí)斷開(kāi)的信息。比較器的反相輸入端接4伏參考電壓。同相輸入端為交流參考緩沖的交流誤差信號、斜升補償信號和瞬時(shí)電流之和。當上述三個(gè)信號的和等于4伏時(shí)，PWM比較器切換，而且功率開(kāi)關(guān)斷開(kāi)。

其他特性
瞬態(tài)響應
與所有PFC單元相同，電壓誤差放大器必須以極低頻極點(diǎn)補償。這確保一個(gè)良好的功率因數，但是不允許快速的瞬態(tài)響應。為了快速響應線(xiàn)路或負載的瞬態(tài)變化，此芯片中的誤差放大器包含一個(gè)升壓模式電路。
在正常工作中，輸入是平衡的。但是，在瞬態(tài)過(guò)程中，輸入端間存在電壓差。如果差值超過(guò)預先確定的水平，輸出將轉移到一個(gè)高增益模式，并快速調整穩壓環(huán)路，直至接近平衡。那時(shí)，放大器將返回其正常增益，并且停止把輸出電壓拉向其額定值。
圖13顯示了電壓環(huán)路誤差放大器的工作情況。在負載更新中，PFC單元的輸出電壓變高，而環(huán)路試圖響應新的控制情況。當反饋電壓從其4.0V的額定電壓增加，跨導放大器的輸出電流增加，直至達到20uA的最大水平。這對應于一個(gè)4.20V的輸入電壓，這時(shí)它無(wú)法進(jìn)一步增加。當輸入電壓達到4.24V，觸發(fā)了上面的升壓電路。此電路為放大器補償電路額外增加250uA(比正常輸出電流大12倍)。當輸入電壓減至小于4.24V時(shí)，上述升壓電路停止工作，而放大器恢復其正常增益水平下的工作。
乘法器
此控制芯片包含兩個(gè)乘法器。一個(gè)用作參考乘法器，提供半正弦波信號給交流誤差放大器，另一個(gè)用于功率限制電路。模擬乘法器的一個(gè)缺點(diǎn)在于高精度設計非常困難。它們的k因數的一般容限是±10%到±20%。
電路中的容限會(huì )引起總體環(huán)路設計的困難。希望信號能夠利用電壓或電流變化來(lái)減小噪聲問(wèn)題，同時(shí)又不會(huì )使器件飽和。但不同模塊的容限不同，因此這是一個(gè)困難的問(wèn)題。
NCP1650中的乘法器采用創(chuàng )新的設計(見(jiàn)圖14)，在本質(zhì)上比線(xiàn)性的模擬乘法器精確。不同于線(xiàn)性模擬乘法器，其輸入并非匹配的電路。輸入a(模擬)送至一個(gè)電壓-電流變換器。這在集成電路中可以精確地實(shí)現。另一個(gè)輸入，輸入p(PWM)，采用一個(gè)標準的PWM比較器與斜升電壓作比較。此電路中的主要誤差來(lái)自斜升峰峰值電壓的變化及其非線(xiàn)性。此芯片中的斜升電壓可調整到1%的精確度，并且用高頻恒流源饋電，以獲得良好的線(xiàn)性。
輸入端a的電壓轉換為一個(gè)正比電流，被送至負載濾波器，或者被PWM比較器分流。因為PWM斜升電壓線(xiàn)性很好，p輸入的改變會(huì )導致占空比的正比改變。(例如：如果PWM比較器的輸出在30%的周期是低水平，70%的輸入電流將提供給負載)。輸出電壓只是簡(jiǎn)單地將平均電流乘以負載電阻。電容減小了輸出波形的紋波。
功率限制電路
功率限制電路測量至PFC變換器的有功功率輸入，一旦達到限制值就調整輸出功率。它以類(lèi)似于恒壓、恒流調整器的方式與電壓環(huán)路相或(OR)。只要功率要求低于限制水平，電壓環(huán)路就將占主導地位。應該理解為在恒定功率模式中減小輸出電壓來(lái)維持恒定功率水平。因為這是一個(gè)升壓變換器，輸出電壓只能減小，直至達到輸入波形峰值的水平。那時(shí)，功率開(kāi)關(guān)將斷開(kāi)，但是整流器還可以使輸出濾波電容充電，所以不能將恒定功率維持在低于此點(diǎn)的水平。
此電路的精確度對于高性?xún)r(jià)比的設計非常重要。因為電源規定了最大功率額定值，電路應該按照最差情況的容限設計。功率限制電路(20%的容限將要求額定輸出功率設計為高于規格的20%，使得控制器低于規格20%的單元仍然能提供規定的輸出功率。這意味著(zhù)功率級也必須設計為能提供大于其額定水平20%的功率，因為一些單元在該點(diǎn)前可能不會(huì )限制。底線(xiàn)是功率級必須設計為能提供限制電路最大容限兩倍的功率。這相當于需為超限設計的功率元件增加大量費用。
其它芯片為其功率限制電路提供25%到50%的累積容限。此芯片的容限累積是15%。對于一個(gè)1kW單元，這相當于節約200到700W的功率級設計。
過(guò)沖保護
負載更新對于PFC單元而言是非常危險的。由于響應時(shí)間緩慢且輸出電壓高，在突然斷開(kāi)負載時(shí)，400V的輸出可能涌現為800V。這對于PFC單元和次級助變換器或其它連接至其輸出的負載可能會(huì )造成災難性的損害。為了保護這些瞬態(tài)，反饋/關(guān)閉輸入由一個(gè)比較器監視，如果反饋電壓超過(guò)額定反饋水平的8%，它會(huì )自動(dòng)斷開(kāi)PWM。當輸出電壓減小至小于該窗口的8%，PWM將再次恢復運行。
關(guān)斷
有時(shí)需要關(guān)斷PFC變換器，但并不取消輸入功率。對于這些情況，反饋引腳采用開(kāi)放集電極器件(或等效的方法)下拉至地。當反饋電壓低于0.75V時(shí)，單元處于低功率關(guān)斷狀態(tài)。當芯片導通且線(xiàn)路電壓小于53V時(shí)，此特性也把芯片保持在關(guān)斷狀態(tài)，因為那時(shí)的反饋電壓是經(jīng)整流濾波的輸入電壓。
優(yōu)點(diǎn)：可以使用許多處理方式，包括使用數據表中的標準值，或者調整獲得最佳性能?？勺冊鲆骐妷涵h(huán)路提供大瞬態(tài)的快速恢復。緊公差控制的乘法器允許經(jīng)濟地實(shí)現最差情況下的功率限制設計。
缺點(diǎn)：環(huán)路增益對輸入線(xiàn)路電壓的依賴(lài)性使得無(wú)法在整個(gè)線(xiàn)路電壓的范圍內實(shí)現最優(yōu)環(huán)路補償。

上部曲線(xiàn)：輸入電壓   下部曲線(xiàn)：輸入電流
圖1  不帶PFC的典型開(kāi)關(guān)電源的輸入特性

諧波次數
圖2  圖1中電流波形的諧波含量

圖3  PFC電源的輸入特性

圖4  250瓦個(gè)人電腦電源中的無(wú)源PFC

圖5 臨界導電模式變換器的基本原理圖

圖 6 CCM 波形

圖7 不帶乘法器的CCM控制器的簡(jiǎn)化原理圖

圖8 跟隨升壓

圖9 傳統PFC電路的框圖

圖10 平均電流模式控制電路圖

圖11  NCP1650 PFC控制器的簡(jiǎn)化框圖

圖12  NCP1650 PFC控制器的電流整形電路

結語(yǔ)
PFC設計師的選擇在過(guò)去幾年中—甚至在過(guò)去幾個(gè)月中—已有了顯著(zhù)的增長(cháng)。這得益于對遵守EN61000-3-2及其之后的其他規范的日益重視，以及半導體供應商之間的激烈競爭。隨著(zhù)PFC性能更佳，且性?xún)r(jià)比更高時(shí)，最終用戶(hù)可以獲得越來(lái)越多的優(yōu)勢。設計師同樣得益于這些集成電路控制器日益增強的性能，在設計時(shí)有更多的選擇。
另一方面，由于接觸到的設計方案很多，設計師的工作越來(lái)越復雜。僅僅是逐個(gè)瀏覽這些方案就很困難，詳細地理解每一種方案以作出清楚的、性?xún)r(jià)比高的選擇是一項更大的挑戰。