準諧振工作的反激轉換器

引言
利用準方波諧振轉換器，亦稱(chēng)準諧振(QR)轉換器，可設計出電磁干擾(EMI)特征波形較小的開(kāi)關(guān)模式電源(SMPS)。這些轉換器基于著(zhù)名的反激架構，且QR控制器包含簡(jiǎn)單的邏輯電路（無(wú)振蕩器），從而使任何SMPS設計師都能輕而易舉地理解準諧振。
這些轉換器正日益走俏，并主要應用于消費電子市場(chǎng)，但并非每位設計師都了解“準諧振”背后的原理。

準諧振
“準諧振”通常是指將真實(shí)的硬開(kāi)關(guān)轉換器與諧振網(wǎng)絡(luò )相結合。與常規的PWM轉換器相比，QR工作所產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)損耗更小，但由于流經(jīng)MOSFET的RMS電流增大，因而導致較大的導電損耗。然而，準諧振的主要優(yōu)點(diǎn)之一在于能夠減小傳導或輻射干擾的頻譜分量。
該項技術(shù)存在的主要問(wèn)題是當開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)會(huì )產(chǎn)生很高的電壓。大多數時(shí)間內，這些諧振離線(xiàn)設計均要求使用具有1kV左右BVdss的MOSFET，其價(jià)格之高使眾多需求者望而卻步。因此，設計師紛紛將目光轉向另一種折衷方案，即準方波轉換，它常常被誤稱(chēng)為準諧振。

準方波諧振轉換器
如果仔細觀(guān)察一下標準的硬開(kāi)關(guān)波形（圖1），我們可以看到，在給定的時(shí)間內，漏極電壓達到了最小值。這種情況僅發(fā)生在磁芯去磁之后。
圖1  不連續導電模式(DCM)中的硬開(kāi)關(guān)波形
如圖1所示，可以想象由一個(gè)控制器將MOSFET導通，直至其電流達到設置點(diǎn)。然后再由它來(lái)斷開(kāi)MOSFET，直至檢測到磁芯去磁（通常通過(guò)一個(gè)輔助繞組）。因此，控制器不需要獨立時(shí)鐘，而僅檢測由負載/線(xiàn)路狀態(tài)所決定的事件是否存在：這就是所謂的自激工作方式?；诖思夹g(shù)的轉換器通常稱(chēng)為自振蕩電源(SOPS)，谷點(diǎn)開(kāi)關(guān)轉換器等。

振蕩的起源可以從圖2的電路中看到，圖中有L-C網(wǎng)絡(luò )。
圖2  典型的反激電路顯示出兩種不同的諧振網(wǎng)絡(luò )
因事件不同，存在兩種不同的配置：
* 在開(kāi)關(guān)閉合時(shí)，初級電流不但流經(jīng)初級電感LP，還流過(guò)漏感LLEAK。導通時(shí)間結束后，儲存在LP中的能量通過(guò)耦合磁通傳送到變壓器的次級側。然而，變壓器兩端之間耦合的漏感使其電壓反向，并使漏極電壓快速上升。因此，LLEAK和CTOT共同形成了一個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò )。
* 變壓器磁芯去磁時(shí)，初級和次級電流下降到零：次級二極管停止導電，而反射初級的電壓自然消失。這意味著(zhù)VDS不斷趨近于VIN。但是，在沒(méi)有諧振網(wǎng)絡(luò )的情況下，轉換是突變的，由初級電感LP和與前面提到的幾乎相同的CTOT引起。正弦振鈴隨之產(chǎn)生，并因存在歐姆損耗而衰減。因此，漏極不斷處于振鈴波的各個(gè)局部最小值的位置上，這些最小值稱(chēng)為“谷點(diǎn)”。如果我們能夠在這些波谷的中點(diǎn)位置將MOSFET導通，便可確保導通損耗最小，特別是那些與電容損耗有關(guān)的導通損耗：。因為其與漏極電壓的平方成正比，所以較小的VDS即意味著(zhù)電容損耗較小。因此，準方波工作（或谷點(diǎn)開(kāi)關(guān)）是指在VDS最小時(shí)重新啟動(dòng)開(kāi)關(guān)。如各圖所示，這種情況發(fā)生在變壓器磁芯去磁后的一段時(shí)間內。采用這種方法，我們創(chuàng )建了一個(gè)轉換器，由于去磁時(shí)間取決于輸入/輸出的工作狀態(tài)，因此，它自然可以在可變頻率下工作。圖3為準方波轉換器的典型波形圖。
圖3  準方波轉換器的典型漏-源波形圖
可以看到，總周期由不同的事件組成，首先是磁化磁芯(TON)，然后完全去磁(TOFF)，最后插入一個(gè)時(shí)延(TW)以使漏極最小。分別計算這三個(gè)不同事件便可求出自激振蕩頻率。計算細節見(jiàn)安森美半導體網(wǎng)站的應用注釋AND8089或AND8145。
忽略TW，便可以用簡(jiǎn)單的一次頻率迭代公式得出最終的計算結果（如送入Spice仿真器中）：

將方程輸入電子表格并畫(huà)出FSW和各種參數（VOUT、IOUT等）之間的關(guān)系，便可看出該系統頻率的高度可變性。圖4和圖5分別畫(huà)出了給定應用中FSW與輸入電壓及輸出電流之間的函數關(guān)系。
圖4  采用通用交流電源供電的100W SMPS的頻率變化
圖5  給定輸入電壓(100V)時(shí)頻率和負載之間的關(guān)系

較弱的EMI特征波形
控制正弦波（或接近正弦波）的變量所提供的頻譜分量總是比硬開(kāi)關(guān)系統所提供的更窄。圖6和圖7描述了兩個(gè)工作在同一點(diǎn)上但采用不同開(kāi)關(guān)技術(shù)的系統所呈現的傳導EMI特征波形：
圖6  軟開(kāi)關(guān)方法減小了1MHz以上的能量譜分量
圖7  硬開(kāi)關(guān)系統在同一部位產(chǎn)生大量的噪聲
由于MOSFET在漏極電平最低時(shí)重新啟動(dòng)，因而此處不存在在開(kāi)關(guān)閉合時(shí)放電的經(jīng)典COSS電容，而且極窄的峰值電流也已經(jīng)消失（當其足夠大時(shí)，該峰值也往往會(huì )干擾電流檢測比較器，甚至存在LEB電路的情況下亦不可避免）。因此，當開(kāi)關(guān)模式電源(SMPS)需要在射頻部分附近工作時(shí)，尤其是在電視機底板應用中，推薦采用準方波轉換器。

檢測磁芯去磁事件
磁芯去磁檢測通常通過(guò)專(zhuān)用的輔助繞組來(lái)實(shí)現，其電壓波形直接與變壓器磁通相關(guān)： 。取決于控制器設備，觀(guān)察到的信號的極性必須與其檢測電路相適應。
圖8給出了采用反激和正激繞法的輔助繞組所發(fā)出的去磁信號的實(shí)例。
圖8  來(lái)自反激或正激繞組的磁芯去磁信號
請注意，這種技術(shù)并非用來(lái)檢測磁芯去磁或谷點(diǎn)，而是檢測輔助電壓的過(guò)零點(diǎn)，即VDRAIN=VIN。為了檢測真正的谷點(diǎn)，檢測中必須增加一個(gè)延遲。實(shí)際上，是在此輔助信號和控制器的輸入引腳之間增加一個(gè)小的RC濾波器：除了確保在谷點(diǎn)處導通所需的延遲之外，它也可濾除對重新啟動(dòng)控制器產(chǎn)生負面影響的漏感因素。
當輔助繞組同時(shí)被用來(lái)對控制器供電時(shí)，正激類(lèi)型將施加一個(gè)額外的限制，因為電源電壓和VIN成正比：控制器的電源電壓范圍必須足夠寬，以適應VAUX較大的變化。

實(shí)驗結果
這些結果來(lái)源于采用安森美半導體NCP1207的30W電源（參見(jiàn)圖9）。
圖9  30W準方波電源的原理圖
圖10顯示了高線(xiàn)電壓、額定負載時(shí)的漏極信號。特為進(jìn)一步延遲去磁檢測以顯示谷點(diǎn)。
圖10  高線(xiàn)電壓、滿(mǎn)載時(shí)的VDRAIN
圖11顯示了輸出功率減小時(shí)的谷點(diǎn)跳變(P3 < P2 < P1)，以及真正輕負載情況(P4)下的跳頻。
圖11：不同輸出功率(P1 > P2 > P3 > P4)時(shí)的VDRAIN

結語(yǔ)
準諧振是減小由經(jīng)典反激電源產(chǎn)生的EMI的良好解決方案，而且設計并不復雜：由于其基于相同的拓撲，因而僅需更改控制器。但是必須小心處理自激工作所帶來(lái)的一些弊端：當電路需要和開(kāi)關(guān)同步時(shí)，可變頻率可成為潛在的問(wèn)題。另一個(gè)潛在的問(wèn)題是，當輸入電壓變化時(shí)，給定初級峰值電流所提供的輸出功率亦會(huì )發(fā)生變化。通常，過(guò)載檢測基于峰值電流的監視，如果要求真正的過(guò)載保護而不只是短路保護，則必須增加補償。

但是，只要正確設計，準方波轉換器亦可帶來(lái)一些優(yōu)點(diǎn)，特別是在電源必須靠近敏感信號如RF或視頻信號工作的應用中。因此，這些轉換器不僅非常適合用于電視機、機頂盒或DVD錄像機，也很適用于線(xiàn)路濾波器尺寸可大大減小的外部電源。