準諧振電源的過(guò)載保護
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對于一個(gè)反激電源，其輸出端提供的功率遵循以下等式：
其中： LP 是初級電感， IP 是初級峰值電流，FSW 是開(kāi)關(guān)頻率，而h則為效率。
因為 LP 和 h 是固定的，因而當開(kāi)關(guān)頻率FSW變化時(shí)， IP 必須反向改變才能維持恒定的功率輸出。當輸入電壓VIN升高時(shí)，FSW也增加： 因此，IP 需要根據反饋環(huán)路的要求相應減小。在寬范圍的電源應用中，要獲得恒定的輸出功率，當輸入電壓從高到低變化時(shí)，峰值電流幾乎要增加一倍。但是QR控制器只有過(guò)流保護的特性，這是結構問(wèn)題的一部分：對峰值電流進(jìn)行監視，當達到最大允許值時(shí)，控制器電路會(huì )檢測到過(guò)載。但是，如果電源設計為在最低輸入電壓（最壞情況）條件下提供額定輸出功率，那么在較高的輸入電壓下電源將要提供更多的功率（比寬范圍電源應用的需要高三倍以上）。這是反激等式的后果。
補償這種效應的經(jīng)典方法是在電流檢測引腳上建立一個(gè)偏置，它會(huì )以輸入電壓VIN的函數補償峰值電流的變化。這可以通過(guò)從高壓電源到電流檢測信息端連接一個(gè)補償電阻來(lái)實(shí)現（參見(jiàn)圖1a）：這一技術(shù)叫做過(guò)載保護。
圖1a，OPP的標準解決方案
然而這種方案并非經(jīng)?？尚校篊S引腳可能要用于另一功能，或者為了抑制噪聲引腳電阻必須保持在較低狀態(tài)，這就強迫使與電流檢測信息端串連的電阻（RCS）采用低值，要求一個(gè)低補償電阻RCOMP，浪費了許多功率：當目標為低待機功率時(shí)，這種解決方案不可接受。
為了解決這個(gè)問(wèn)題，可以使用輸入電壓的一部分，以便降低RCOMP上的電壓降：那么，就可以忽略浪費在電阻上的功率。
這可以用輔助繞組的正向電壓來(lái)實(shí)現：在正激繞組上，在導通時(shí)間內存在一個(gè)正比于VIN的電壓。大多數時(shí)間里，反激輔助繞組已經(jīng)供電給控制器，同時(shí)也檢測磁心去磁：通過(guò)改變繞組的配置，可以產(chǎn)生反激信息用于去磁檢測（在關(guān)閉時(shí)間內），并且在同一個(gè)繞組上結合正激信息用于過(guò)載補償（在導通時(shí)間內）。在輔助繞組中串聯(lián)一個(gè)二極管，我們可以獲得正向電壓（參見(jiàn)圖1b）。這個(gè)正向電壓和N.VIN成正比（N是初級繞組和輔助繞組之間的匝數比）。增加RFWD以在正激工作中提供反向電流。
圖1b，實(shí)際電路，減小補償損失
知道正向電壓和串連電阻RCS的值以后，計算在高輸入電壓時(shí)建立對電流檢測信號預期的偏置所需的補償電阻RCOMP的值就變得較為簡(jiǎn)單了。
在安森美半導體NCP1207的演示板上還裝有D11N4448二極管，RCS=680Ω，RCOMP=18kΩ,RFWD=4.7kΩ,對于100Vdc保護在60W觸發(fā)，對于365Vdc保護在70W觸發(fā)，而沒(méi)有補償時(shí)，100Vdc為55W，365Vdc為165W（參見(jiàn)圖2）。
圖 2，補償措施應用于QR控制器時(shí)提供的最大輸出功率和 VIN 的關(guān)系
圖3和圖4明確顯示了補償的效果，兩圖在相同的負載條件下測得。高線(xiàn)電壓時(shí)有一個(gè)較大的附加補償偏移量（圖3），而低線(xiàn)電壓時(shí)偏移量可忽略（圖4）。
圖3，VIN = 365Vdc時(shí)的線(xiàn)路電壓補償
圖 4，VIN = 100Vdc時(shí)的線(xiàn)路電壓補償
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