深入了解差動(dòng)放大器

　　簡(jiǎn)介

　　經(jīng)典的四電阻差動(dòng)放大器(Differential amplifier，差分放大器)似乎很簡(jiǎn)單，但其在電路中的性能不佳。本文從實(shí)際生產(chǎn)設計出發(fā)，討論了分立式電阻、濾波、交流共模抑制和高噪聲增益的不足之處。

　　大學(xué)里的電子學(xué)課程說(shuō)明了理想運算放大器的應用，包括反相和同相放大器，然后將它們進(jìn)行組合，構建差動(dòng)放大器。圖1所示的經(jīng)典四電阻差動(dòng)放大器非常有用，教科書(shū)和講座40多年來(lái)一直在介紹該器件。

　　圖1.經(jīng)典差動(dòng)放大器

　　該放大器的傳遞函數為：

　　若R1 = R3且R2 = R4，則公式1簡(jiǎn)化為：

　　這種簡(jiǎn)化可以在教科書(shū)中看到，但現實(shí)中無(wú)法這樣做，因為電阻永遠不可能完全相等。此外，基本電路在其他方面的改變可產(chǎn)生意想不到的行為。下列示例雖經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)化以顯示出問(wèn)題的本質(zhì)，但來(lái)源于實(shí)際的應用問(wèn)題。

　　CMRR

　　差動(dòng)放大器的一項重要功能是抑制兩路輸入的共模信號。如圖1所示，假設V2為5 V，V1為3 V，則4V為共模輸入。V2比共模電壓高1 V，而V1低1 V.二者之差為2 V，因此R2/R1的"理想"增益施加于2 V.如果電阻非理想，則共模電壓的一部分將被差動(dòng)放大器放大，并作為V1和V2之間的有效電壓差出現在VOUT，無(wú)法與真實(shí)信號相區別。差動(dòng)放大器抑制這一部分電壓的能力稱(chēng)為共模抑制(CMR)。該參數可以表示為比率的形式(CMRR)，也可以轉換為分貝(dB)。

　　在1991年的一篇文章中，Ramón Pallás-Areny和John Webster指出，假定運算放大器為理想運算放大器，則共模抑制可以表示為：

　　其中，Ad為差動(dòng)放大器的增益，t為電阻容差。因此，在單位增益和1%電阻情況下，CMRR等于50 V/V(或約為34 dB);在0.1%電阻情況下，CMRR等于500 V/V(或約為54 dB)——甚至假定運算放大器為理想器件，具有無(wú)限的共模抑制能力。若運算放大器的共模抑制能力足夠高，則總CMRR受限于電阻匹配。某些低成本運算放大器具有60 dB至70 dB的最小CMRR，使計算更為復雜。

　　低容差電阻

　　第一個(gè)次優(yōu)設計如圖2所示。該設計為采用OP291的低端電流檢測應用。R1至R4為分立式0.5%電阻。由Pallás-Areny文章中的公式可知，最佳CMR為64 dB.幸運的是，共模電壓離接地很近，因此CMR并非該應用中主要誤差源。具有1%容差的電流檢測電阻會(huì )產(chǎn)生1%誤差，但該初始容差可以校準或調整。然而，由于工作范圍超過(guò)80°C，因此必須考慮電阻的溫度系數。

　　圖2.具有高噪聲增益的低端檢測

　　針對極低的分流電阻值，應使用4引腳開(kāi)爾文檢測電阻。采用高精度0.1Ω電阻，并以幾十分之一英寸的PCB走線(xiàn)直接連接該電阻很容易增加10 mΩ，導致10%以上的誤差。但誤差會(huì )更大，因為PCB上的銅走線(xiàn)溫度系數超過(guò)3000 ppm.

　　分流電阻值必須仔細選擇。數值更高則產(chǎn)生更大的信號。這是好事，但功耗(I2R)也會(huì )隨之增加，可能高達數瓦。采用較小的數值(mΩ級別)，則線(xiàn)路和PCB走線(xiàn)的寄生電阻可能會(huì )導致較大的誤差。通常使用開(kāi)爾文檢測來(lái)降低這些誤差?？梢允褂靡粋€(gè)特殊的四端電阻(比如Ohmite LVK系列)，或者對PCB布局進(jìn)行優(yōu)化以使用標準電阻。若數值極小，可以使用PCB走線(xiàn)，但這樣不會(huì )很精確。

　　商用四端電阻(比如Ohmite或Vishay的產(chǎn)品)可能需要數美元或更昂貴，才能提供0.1%容差和極低溫度系數。進(jìn)行完整的誤差預算分析可以顯示如何在成本增加最少的情況下改善精度。

　　有關(guān)無(wú)電流流過(guò)檢測電阻卻具有較大失調(31mV)的問(wèn)題，是"軌到軌"運算放大器無(wú)法一路擺動(dòng)到負電源軌(接地)引起的。術(shù)語(yǔ)"軌到軌"具有誤導性：輸出將會(huì )靠近電源軌——比經(jīng)典發(fā)射極跟隨器的輸出級要近得多——但永遠不會(huì )真正到達電源軌。軌到軌運算放大器具有最小輸出電壓VOL，數值等于VCE(SAT)或RDS(ON)×ILOAD，。若失調電壓等于1.25 mV，噪聲增益等于30，則輸出等于：1.25 mV×30 =±37.5 mV(由于存在VOS，加上VOL導致的35 mV)。根據VOS極性不同，無(wú)負載電流的情況下輸出可能高達72.5 mV.若VOS最大值為30μV，且VOL最大值為8 mV，則現代零漂移放大器(如AD8539)可將總誤差降低至主要由檢測電阻所導致的水平。

　　另一個(gè)低端檢測應用

　　另一個(gè)示例如圖3所示。該示例具有較低的噪聲增益，但它使用3 mV失調、10-μV/°C失調漂移和79 dB CMR的低精度四通道運算放大器。在0 A至3.6 A范圍內，要求達到±5 mA精度。若采用±0.5%檢測電阻，則要求的±0.14%精度便無(wú)法實(shí)現。若使用100 mΩ電阻，則±5 mA電流可產(chǎn)生±500μV壓降。不幸的是，運算放大器隨溫度變化的失調電壓要比測量值大十倍。哪怕VOS調整為零，50°C的溫度變化就會(huì )耗盡全部誤差預算。若噪聲增益為13，則VOS的任何變化都將擴大13倍。為了改善性能，應使用零漂移運算放大器(比如AD8638、ADA4051或ADA4528)、薄膜電阻陣列以及精度更高的檢測電阻。

　　圖3.低端檢測，示例2