深入了解差動(dòng)放大器

　　高噪聲增益

　　圖4中的設計用來(lái)測量高端電流，其噪聲增益為250.OP07C運算放大器的VOS最大額定值為150μV.最大誤差為150μV×250 = 37.5 mV.為了改善性能，采用ADA4638零漂移運算放大器。該器件在–40°C至+125°C溫度范圍內的額定失調電壓為12.5μV.然而，由于高噪聲增益，共模電壓將非常接近檢測電阻兩端的電壓。OP07C的輸入電壓范圍(IVR)為2 V，這表示輸入電壓必須至少比正電軌低2 V.對于A(yíng)DA4638而言，IVR = 3 V.

　　圖4.高端電流檢測

　　單電容滾降

　　圖5中的示例稍為復雜。目前為止，所有的等式都針對電阻而言;但更準確的做法是，它們應當將阻抗考慮在內。在加入電容的情況下(無(wú)論是故意添加的電容或是寄生電容)，交流CMRR均取決于目標頻率下的阻抗比。若要滾降該示例中的頻率響應，則可在反饋電阻兩端添加電容C2，如通常會(huì )在反相運算放大器配置中做的那樣。

　　圖5.嘗試創(chuàng )建低通響應

　　如需匹配阻抗比Z1 = Z3和Z2 = Z4，就必須添加電容C4.市場(chǎng)上很容易就能買(mǎi)到0.1%或更好的電阻，但哪怕是0.5%的電容售價(jià)都要高于1美元。極低頻率下的阻抗可能無(wú)關(guān)緊要，但電容容差或PCB布局產(chǎn)生的兩個(gè)運算放大器輸入端0.5 pF的差額可導致10 kHz時(shí)交流CMR下降6 dB.這在使用開(kāi)關(guān)穩壓器時(shí)顯得尤為重要。

　　單芯片差動(dòng)放大器(如AD8271、AD8274或AD8276)具有好得多的交流CMRR性能，因為運算放大器的兩路輸入處于芯片上的可控環(huán)境下，且價(jià)格通常較分立式運算放大器和四個(gè)精密電阻更為便宜。

　　運算放大器輸入端之間的電容

　　為了滾降差動(dòng)放大器的響應，某些設計人員會(huì )嘗試在兩個(gè)運算放大器輸入端之間添加電容C1以形成差分濾波器，如圖6所示。這樣做對于儀表放大器而言是可行的，但對于運算放大器卻不可行。VOUT將會(huì )通過(guò)R2而上下移動(dòng)，形成閉合環(huán)路。在直流時(shí)，這不會(huì )產(chǎn)生任何問(wèn)題，并且電路的表現與等式2所描述的相一致。隨著(zhù)頻率的增加，C1電抗下降。進(jìn)入運算放大器輸入端的反饋降低，從而導致增益上升。最終，運算放大器會(huì )在開(kāi)環(huán)狀態(tài)下工作，因為電容使輸入短路。

　　圖6.輸入電容降低高頻反饋

　　在波特圖上，運算放大器的開(kāi)環(huán)增益在–20dB/dec處下降，但噪聲增益在+20 dB/dec處上升，形成–40dB/dec交越。正如控制系統課堂上所學(xué)到的，它必然產(chǎn)生振蕩。一般而言，永遠不要在運算放大器的輸入端之間使用電容(極少數情況下例外，但本文不作討論)。

　　結論

　　無(wú)論是分立式或是單芯片，四電阻差動(dòng)放大器的使用都非常廣泛。為了獲得穩定且值得投入生產(chǎn)的設計，應仔細考慮噪聲增益、輸入電壓范圍、阻抗比和失調電壓規格。