運算放大器的回轉率和上升時(shí)間的解答

為了避免運算放大器輸出信號的失真和緩慢轉換，了解轉換速率很重要。在這篇文章中，我們考察了它的原因和影響。

我們經(jīng)常從一個(gè)理想化的模型開(kāi)始運算放大器的設計。盡管這有助于分析，但也意味著(zhù)我們的模型缺乏關(guān)于運算放大器性能限制的各種潛在重要細節。我們之前在一個(gè)由兩部分組成的系列文章中介紹了其中一個(gè)限制，即信號擺動(dòng)。

在這篇文章中，我們將討論一個(gè)不同的非理想性：轉換速率，它被定義為運算放大器的輸出電路可以產(chǎn)生的最大電壓變化率。如圖1所示，如果理論輸出波形的斜率超過(guò)轉換速率，實(shí)際輸出波形將偏離輸入波形的形狀。

運算放大器的回轉率和上升時(shí)間（trise）。

圖1。運算放大器輸出的轉換速率限制，上升時(shí)間用三進(jìn)制表示。圖片由Robert Keim提供

回轉率通常以伏特/微秒（V/μs）為單位進(jìn)行報告。如果我們將轉換速率乘以一段時(shí)間，結果告訴我們在這段時(shí)間內輸出電壓將增加多少。然而，更常見(jiàn)的是，我們使用運算放大器指定的轉換速率來(lái)估計上升時(shí)間，或者相反方向的下降時(shí)間。

我們可以將上升時(shí)間（上圖中的trise）定義為信號從其新值的10%增加到90%所需的時(shí)間。下降信號的轉換速率是相似的，唯一的區別是我們現在測量的是從90%下降到10%的變化。請注意，本文的其余部分將僅討論上升輸出信號的轉換速率限制。

為了估計上升時(shí)間，我們將預期產(chǎn)量變化的80%除以轉換率。這種測量上升時(shí)間的方法減少了上升沿開(kāi)始或結束時(shí)發(fā)生的漸變的影響。我們可以通過(guò)看一個(gè)例子來(lái)更好地理解這一點(diǎn)。

上升時(shí)間：一個(gè)例子

假設我們需要一個(gè)運算放大器來(lái)放大輸入的傳感器信號，當某個(gè)物理事件發(fā)生時(shí)，該信號將從0V快速轉換到500 mV。我們將假設如下：

我們將運算放大器配置為增益為10的非反相放大器，因此預期輸出是從0V到5V的快速轉換。

我們使用的是經(jīng)典的741運算放大器，其轉換速率約為0.5 V/μs。

在這種情況下，10%到90%的條件對應于從0.5 V增加到4.5 V，從而使電壓增加4 V。上升時(shí)間計算如下：

接下來(lái)，我們將使用圖2中的LTspice示意圖，通過(guò)模擬來(lái)確認上升時(shí)間。

LTspice電路，用于測試741運算放大器的轉換速率。

圖2:一種用于測試741運算放大器轉換速率的LTspice電路。圖片由Robert Keim提供

圖3顯示了模擬結果。正如你所看到的，運算放大器的輸出信號不會(huì )像輸入信號那樣急劇上升。

LTspice中的階躍函數輸入和轉換速率限制輸出。

圖3。模擬階躍函數輸入和轉換速率受限輸出。圖片由Robert Keim提供

我們可以通過(guò)放大并使用光標功能來(lái)測量上升時(shí)間和轉換速率（圖4）。

模擬輸出的斜率測量。

圖4。LTspice的光標功能允許我們測量輸出斜坡的斜率。圖片由Robert Keim提供

從VOUT＝0.5V到VOUT＝4.5V的輸出信號看起來(lái)是相當線(xiàn)性的。上升時(shí)間為~8.5μs，接近我們的理論值。據報道，波形這一部分的斜率為470851 V/s，約為0.47 V/μs。這表明模擬中使用的SPICE模型成功地再現了大約0.5V/μs的預期741轉換速率。

回轉率對正弦信號的影響

我們現在已經(jīng)看到運算放大器的轉換速率如何增加輸出波形的上升時(shí)間，導致快速輸入階躍轉變?yōu)榫€(xiàn)性斜坡輸出轉變。然而，回轉率限制不僅影響階躍函數。它們影響任何需要比運算放大器所能支持的變化更快的輸出信號，例如高頻正弦信號。

對于正弦信號，我們主要考慮由非線(xiàn)性引起的失真。如果實(shí)際輸出信號不能像預期輸出信號的較高斜率部分那樣快速上升，則運算放大器將不能保持輸入和輸出之間的線(xiàn)性關(guān)系。

圖5顯示了轉換速率引起的失真的一個(gè)極端例子。輸出的上升沿和下降沿受到轉換速率的限制。因此，信號現在是三角波而不是正弦曲線(xiàn)。

模擬的741運算放大器在正弦信號的較高斜率部分期間經(jīng)歷轉換速率限制。

圖5。模擬的741運算放大器在正弦曲線(xiàn)的較高斜率部分期間經(jīng)歷轉換速率限制。圖片由Robert Keim提供

是什么原因導致回轉率限制？

電路中的延遲和帶寬限制從根本上是由電容引起的。電流在電路中流動(dòng)，并在通過(guò)阻抗時(shí)產(chǎn)生電壓。然而，電壓不會(huì )立即出現——電流必須首先對寄生電容和有意電容進(jìn)行充電或放電。更大的電容需要更多的充電電流，并導致更長(cháng)的延遲。

運算放大器具有必須充電和放電的內部電容，這些電容限制了輸出電壓的變化速率。在許多情況下，這些內部電容包括相對大的補償電容器。

例如，圖6顯示了德州儀器LM124運算放大器的內部示意圖。其補償電容器（CC）降低了放大器第二級中電壓變化的速率。

德州儀器LM124運算放大器的內部示意圖。

圖6。LM124運算放大器的內部示意圖。其補償電容器被標記為CC。圖片由德州儀器提供

內部補償電容器使運算放大器更加穩定，但降低了轉換速率。代替補償電容器，非補償運算放大器受到較小寄生電容的限制。因此，它們提供了更高的轉換速率。

基于回轉率的運算放大器的選擇

現代運算放大器已經(jīng)遠遠超過(guò)了741的轉換速率能力，設計師現在有很多運算放大器可供選擇。例如，LT1817的轉換速率為1500 V/μs。如果這還不夠，您可以考慮使用電流反饋放大器（CFA），如AD8009，其最高可達5500 V/μs。

CFA架構與大多數運算放大器中使用的VFA（電壓反饋放大器）架構有根本不同。如果您的應用程序需要高轉換速率以避免過(guò)多的上升時(shí)間，CFA可能是更好的選擇。對于那些想進(jìn)一步探討這個(gè)話(huà)題的人來(lái)說(shuō)，Sergio Franco博士關(guān)于CFA的系列文章是一個(gè)很好的資源。如果你想了解更多關(guān)于運算放大器轉換速率的電氣和數學(xué)細節，我還推薦他的文章《如何增加運算放大器的轉換速率》。