網(wǎng)絡(luò )分析儀與采樣示波器TDR的優(yōu)勢比較

序言

最近幾年隨著(zhù)多Gbps傳輸的普及，數字通信標準的比特率也在迅速提升。例如， USB 3.0的比特率達到 5 Gbps。比特率的提高使得在傳統數字系統中不曾見(jiàn)過(guò)的問(wèn)題顯現了出來(lái)。諸如反射和損耗的問(wèn)題會(huì )造成數字信號失真，導致出現誤碼。另外由于保證器件正確工作的可接受時(shí)間裕量不斷減少，信號路徑上的時(shí)序偏差問(wèn)題變得非常重要。雜散電容所產(chǎn)生的輻射電磁波和耦合會(huì )導致串擾，使器件工作出現錯誤。隨著(zhù)電路越來(lái)越小、越來(lái)越緊密，這一問(wèn)題也就越來(lái)越明顯。更糟糕的是，電源電壓的降低將會(huì )導致信噪比降低，使器件的工作更容易受到噪聲的影響。盡管這些問(wèn)題增加了數字電路設計的難度，但是設計人員在縮短開(kāi)發(fā)時(shí)間上受到的壓力絲毫沒(méi)有減輕。

隨著(zhù)比特率的提高，盡管無(wú)法避免上述問(wèn)題，但是使用高精度的測量?jì)x器可以對此類(lèi)問(wèn)題進(jìn)行檢測和表征。以下是使用儀器處理這些問(wèn)題時(shí)必須要遵守的測量要求:

a.在更寬的頻率范圍都要有很大的測量動(dòng)態(tài)范圍
實(shí)現高動(dòng)態(tài)范圍的一種方法是降低噪聲。如果儀器噪聲達到最低水平，就可以把很小的信號(例如串擾信號)測量出來(lái)。精確地測量高頻元器件也很關(guān)鍵，因為它們是導致信號完整性問(wèn)題的最常見(jiàn)原因。

b.激勵信號要能精確地同步起來(lái)
在測量多條微帶線(xiàn)之間信號的時(shí)序偏差時(shí)，精確同步的激勵信號更能保證精確的測量結果。

c.快速進(jìn)行測量并刷新儀表屏幕上顯示的測量結果
能夠快速進(jìn)行測量并刷新所顯示的測量結果可以使產(chǎn)品的設計效率更高并提高生產(chǎn)吞吐量。

傳統上，基于采樣示波器的時(shí)域反射計 (TDR)一直用于電纜和印刷電路板的測試。由于這種示波器的噪聲相對較大，同時(shí)實(shí)現高動(dòng)態(tài)范圍和快速測量具有一定難度，雖然通過(guò)取平均法可以降低噪聲，但是這會(huì )影響測量速度。示波器上用于測量時(shí)序偏差的多個(gè)信號源之間的抖動(dòng)，也會(huì )導致測量誤差。此外，給 TDR示波器設計靜電放電(ESD)保護電路非常困難，因此 TDR示波器容易被 ESD損壞。

這些問(wèn)題只憑 TDR示波器基本上很難解決，只有通過(guò) E5071C-TDR —基于矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀(VNA)的 TDR解決方案才能解決。

使用矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀進(jìn)行時(shí)域反射計測量

VNA進(jìn)行哪些測量?
VNA是測量被測件 (DUT)頻率響應的儀器，測量的時(shí)候給被測器件輸入一個(gè)正弦波激勵信號，然后通過(guò)計算輸入信號與傳輸信號 (S21)或反射信號 (S11)之間的矢量幅度比 (圖 2)得到測量結果; 在測量的頻率范圍內對輸入的信號進(jìn)行掃描就可以獲得被測器件的頻率響應特性(圖3); 在測量接收機中使用帶通濾波器可以把噪聲和不需要的信號從測量結果中去掉，提高測量精度。

圖 2. 輸入信號、反射信號和傳輸信號示意圖。

圖 3. 在測量頻率范圍內掃描正弦波激勵信號，就可用 VNA測得被測器件的頻率響應特性。

從頻域變換到時(shí)域 (傅立葉逆變換)

眾所周知，頻域和時(shí)域之間的關(guān)系可以通過(guò)傅立葉理論來(lái)描述。通過(guò)對使用VNA獲得的反射和傳輸頻率響應特性進(jìn)行傅立葉逆變換，可以獲得時(shí)域上的沖激響應特性 (圖4)。再通過(guò)對沖激響應特性進(jìn)行積分，可得到階躍響應特性。這和在TDR示波器上觀(guān)察到的響應特性是一樣的。由于積分計算非常耗時(shí)，因此實(shí)際上使用的方法是在頻域中根據傅立葉變換的卷積原理進(jìn)行計算 —把輸入信號的傅立葉變換和被測件的頻率響應特性進(jìn)行卷積，然后再對結果實(shí)施傅立葉逆變換。由于在時(shí)域中的積分也可使用頻域中的卷積來(lái)描述，因此我們可以快速計算出階躍響應特性。

圖 4. 從傅立葉逆變換中推導出的階躍響應特性與沖激響應特性之間的關(guān)系。

通過(guò)傅立葉逆變換得到的時(shí)域特性的時(shí)間分辨率和時(shí)間測量范圍分別對應于最高測量頻率的倒數和頻率掃描間隔的倒數(圖 5)。例如，若最高測量頻率是 10GHz，則時(shí)間分辨率為 100ps。我們似乎可以認為通過(guò)不斷縮小頻率掃描的間隔就可以無(wú)限地擴大測量的時(shí)間范圍，但事實(shí)上卻存在限制。因為傅立葉逆變換中使用的頻率數據在頻域中必須是等距的，若掃描的頻率間隔比VNA的最低測量頻率還要小，那么就不能執行傅立葉逆變換。例如，如果 VNA的最低測量頻率是100kHz，則在時(shí)域測量中能夠得到的最大時(shí)間測量范圍就是10 µs，對于 TDR的測量應用，這足夠了。

圖 5. 時(shí)域參數 (時(shí)間分辨率和時(shí)間測量范圍)與頻域參數 (最大頻率和掃描頻率間隔)之間的關(guān)系。

圖 6顯示的是使用基于 VNA的 TDR (Agilent E5071C-TDR)和示波器 TDR (Agilent DCA 86100C TDR)，對同一被測件 (用Hosiden的測試夾具和電纜)的阻抗進(jìn)行測量，得到的響應曲線(xiàn)之間的相關(guān)性。兩個(gè)測量結果之間的差別不到0.4 ?。

圖 6. E5071C-TDR和 86100C TDR示波器(86100C)的測量結果之間的相關(guān)性(示波器 TDR的測量結果是經(jīng)過(guò) 16次平均以后得到的)。

VNA與 TDR示波器動(dòng)態(tài)范圍的比較

此前的文檔 1已介紹了 VNA和 TDR示波器的限制和精度。本節將從理論的角度，對 VNA和 TDR示波器的動(dòng)態(tài)范圍進(jìn)行比較。VNA和 TDR示波器由于體系結構不同，所以在動(dòng)態(tài)范圍上也有差異。
以下假設將簡(jiǎn)化對比過(guò)程:
●兩個(gè)系統的噪聲和帶寬(fc)相等
●從直流至 fc頻率范圍內，噪聲都是一致的(白噪聲)，觀(guān)察到的功率為 b2
● TDR示波器的階躍輸入和 VNA示波器正弦波輸入的最大信號功率(a2)相等
●信號源和接收機之間的傳輸通道不產(chǎn)生損耗
●使用歸一化阻抗以簡(jiǎn)化數字的表達

首先對比的是對同一測量的動(dòng)態(tài)范圍。TDR示波器的時(shí)域響應由階躍激勵和噪聲組成，各分量的功率分別定義為 a2和 b2，動(dòng)態(tài)范圍是這些分量的比值。對 VNA來(lái)說(shuō)，帶通濾波器可以無(wú)損傳送信號，因此信號功率為 a2; 噪聲分量在帶通濾波器的阻帶中被衰減 —如果帶通濾波器的帶寬為 fIF，則濾波器輸出端口的噪聲衰減為 fIF/fC。鑒于噪聲的降幅與動(dòng)態(tài)范圍成正比，所以 VNA TDR的測量動(dòng)態(tài)范圍可以擴大10 log(fC/fIF)dB。由于此關(guān)系式與激勵頻率無(wú)關(guān)，與 TDR示波器相比，從VNA的測量結果經(jīng)過(guò)傅立葉逆變換獲得的時(shí)域響應的動(dòng)態(tài)范圍也將擴大 10log (fC/fIF)dB。

圖 7. VNA降低噪聲的原理

接下來(lái)對比的是在相同的時(shí)間測量范圍 (T)和時(shí)間分辨率條件下得到時(shí)域響應特性所需要的測量時(shí)間。

使用 TDR示波器測量時(shí)，為了在物理采樣頻率 fP下獲得等效采樣時(shí)間 fE，測量需要多花 fE/fP倍的時(shí)間來(lái)完成(如圖 7所示)。當測量時(shí)間長(cháng)度為 T時(shí)，則需要測量 T x fE個(gè)數據點(diǎn) (M)，測量時(shí)間為 T x fP/fS。使用 VNA進(jìn)行測量，如要獲得相同的時(shí)域響應特性的話(huà)(如圖 9所示)，則需要以 1/T作為頻率掃描的步長(cháng)，并測量 M*2個(gè)數據點(diǎn)。單個(gè)數據點(diǎn)的測量時(shí)間主要由帶通濾波器決定，等于 1/fIF。因此總測量時(shí)間為 M x 1/fIF，等于(Tx fE)x 1/fIF。

對比結果可知，在 VNA進(jìn)行一次測量掃描的時(shí)間內，TDR示波器可以測量 fP/fIF次。由于將信號波形平均 L次會(huì )使得噪聲與成正比下降，與 VNA相比， TDR示波器能夠將動(dòng)態(tài)范圍擴大 10 log(fP/fIF)dB。

圖 8. 采樣示波器恢復的波形與測量時(shí)間的關(guān)系。

圖 9. 用 VNA測量時(shí)，恢復的波形與測量時(shí)間的關(guān)系。

要想對比真實(shí)的動(dòng)態(tài)范圍，就必須要在測量時(shí)間相同的條件下進(jìn)行對比。因此，必須將VNA通過(guò)使用帶通濾波器所帶來(lái)的在動(dòng)態(tài)范圍上的改善和TDR示波器通過(guò)多次平均所達到的在動(dòng)態(tài)范圍上的改善這些因素都考慮在內。

通常，TDR示波器的物理采樣頻率 (fP)遠低于 TDR示波器的截止頻率 (fC)， VNA的動(dòng)態(tài)范圍要高出 TDR示波器動(dòng)態(tài)范圍的 10 log(fC/fP)倍(表 1)。要通過(guò)取平均法在TDR示波器上獲得與VNA示波器相同的動(dòng)態(tài)范圍，TDR的測量時(shí)間將延長(cháng) fC/fP倍。

以上內容主要討論了時(shí)域響應的動(dòng)態(tài)范圍。頻域測量對當今高速數字通信系統的重要性日益凸顯。例如，要測量串擾效應，則精確測量高頻響應至關(guān)重要，因此必須使用在高頻時(shí)具有寬動(dòng)態(tài)范圍的儀器進(jìn)行測量。下面我們將重點(diǎn)對比VNA與TDR示波器的頻域動(dòng)態(tài)范圍。我們在本節會(huì )對一些要點(diǎn)和結果進(jìn)行討論，與此有關(guān)的詳細分析請參見(jiàn)附錄。

因為我們假設激勵信號功率在整個(gè)頻率范圍內是保持恒定的，因此在VNA的整個(gè)測量頻率范圍內可以得到相同的動(dòng)態(tài)范圍。TDR示波器的階躍激勵經(jīng)傅立葉變換后變?yōu)?δ (f)/2 + 1/(2∏jf)，其中包括了一個(gè)與頻率的提高成反比的較大的 DC分量。圖 10比較了 VNA與 TDR示波器在相同頻率范圍和分辨率條件下的動(dòng)態(tài)范圍。對于 N個(gè)點(diǎn)的測量，動(dòng)態(tài)范圍 10log (fC/fP)dB在
/2∏點(diǎn)出現差異。頻率越高，VNA在動(dòng)態(tài)范圍方面的優(yōu)勢越大 (請參閱附件了解詳情)。

圖 10. VNA和 TDR示波器的頻域動(dòng)態(tài)范圍比較

信號同步比較

為了測試在多個(gè)傳輸通道之間的信號的時(shí)序偏差，需要在各個(gè)通道的測量結果之間進(jìn)行時(shí)間同步。VNA和 TDR示波器對測量結果進(jìn)行同步的方法并不相同。本章節將討論不同方法對測量精度的影響。圖 11對比了 VNA和 TDR示波器測量多端口器件時(shí)使用的激勵信號。TDR示波器為每個(gè)端口提供激勵源，并獨立生成階躍激勵。因此，必須要激勵信號同步起來(lái)才可以測量不同通道間信號的時(shí)序偏差。如果激勵信號在某個(gè)時(shí)間點(diǎn)實(shí)現同步，該激勵的任意時(shí)間波動(dòng)將導致測量結果中出現抖動(dòng)。

圖 11. 測量多端口器件時(shí)，TDR示波器(左)和 VNA(右)的激勵設置方塊圖。

圖 12. TDR示波器 (左)上的多個(gè)激勵源的時(shí)間同步。調整 VNA的相位時(shí)延，以實(shí)現時(shí)間同步 (右)。

使用VNA可以在頻域中進(jìn)行測量，并通過(guò)傅立葉逆變換計算出時(shí)域響應。頻域中的相位時(shí)延對應的就是時(shí)域中的時(shí)間時(shí)延。VNA提供多種校準方法來(lái)補償相位時(shí)延。此外，由于 VNA測量的是輸入信號與輸出信號的矢量比，因此 VNA測量結果不受激勵波動(dòng)的影響 —輸入信號的任何波動(dòng)都被比率的計算給抵消掉了。因此， VNA測得的時(shí)域響應不包含因激勵信號波動(dòng)產(chǎn)生的誤差，測量結果與使用無(wú)波動(dòng)的完美激勵所獲得的結果相同。

儀表的結實(shí)和耐用性的比較

由于內部結構的原因，TDR示波器很難在內部增加靜電放電(ESD)保護電路，因此容易受靜電放電影響而損壞。圖 11為 TDR示波器的方框圖。為了最大程度地降低測試端口輸入信號的損耗，采樣器直接連接到測試端口上。階躍信號發(fā)生器則采用了隧道二極管。隧道二極管是一種低阻抗器件，適合于與負載連接的配置。如果在圖 11中 A點(diǎn)位置插入保護電路，保護電路的雜散電容和A點(diǎn)的阻抗將形成一個(gè)低通濾波器，這會(huì )使階躍激勵信號產(chǎn)生失真，導致測量出現誤差。

圖 13. TDR示波器脈沖發(fā)生器與采樣器的連接方框圖。

在VNA中很容易使用ESD保護電路。正弦波激勵信號在測量時(shí)會(huì )掃過(guò)VNA的整個(gè)測量頻率范圍，測量結果從輸入與輸出信號的矢量比中得到。因此，即使保護電路會(huì )導致部分損耗，使用矢量比也可以消除這些損耗，從而確保測量精度不受影響。

全新的 Agilent E5071C選件 TDR

秉承 VNA體系結構的全部技術(shù)優(yōu)勢，Agilent E5071C選件 TDR能夠以最高精度快速完成實(shí)時(shí) TDR測量。它具有高達 3000 V(典型值)的 ESD容限電壓和絲毫無(wú)損的射頻測量性能，因此可以確保產(chǎn)品更加可靠，降低維護費用。

對于許多數字用戶(hù)來(lái)說(shuō)，VNA的用戶(hù)界面操作起來(lái)一直很不方便。E5071C選件TDR的用戶(hù)界面經(jīng)過(guò)重新設計，使現在的數字工程師可以輕松、直觀(guān)地進(jìn)行操作，使用戶(hù)可以同時(shí)進(jìn)行時(shí)域和頻域測量以及靈活地選擇參數。它能夠生成仿真眼圖，不需要使用額外的碼型發(fā)生器，因此可以降低擁有成本。此外，它能夠獨立地提供用于高速互連分析的基本功能。更多信息，請訪(fǎng)問(wèn) www. agilent.com/find/ena-tdr。

圖 14. Agilent E5071C選件 TDR

圖 15. E5071C-TDR用戶(hù)界面使工程師可以同時(shí)進(jìn)行時(shí)域和頻域測量以及靈活地選擇設置

圖 16. E5071C-TDR用戶(hù)界面無(wú)需使用額外的碼型發(fā)生器便可生成仿真眼圖

總結

此前，我們已經(jīng)對比了 VNA TDR (E5071C-TDR)和示波器 TDR的測量限制與精度。結果顯示，在 E5071C-TDR上執行的 TDR測量與在傳統 TDR示波器上執行的測量相關(guān)。此外，我們還討論了 E5071C TDR的大動(dòng)態(tài)范圍、更出色的信號源穩定性以及更高的測量穩定性。E5071C-TDR簡(jiǎn)單和直觀(guān)的用戶(hù)界面克服了傳統 VNA用戶(hù)界面難以使用的問(wèn)題，為高速串行互連分析提供了綜合解決方案。選擇 E5071C-TDR進(jìn)行 TDR測量能夠帶來(lái)許多優(yōu)勢。