基于HFSS的雙脊喇叭天線(xiàn)的設計

引 言

對喇叭天線(xiàn)而言，最常用的展寬頻帶的方法是在波導部分及喇叭張開(kāi)部分加入脊形結構。雖然該天線(xiàn)已應用于某些工程實(shí)際中，但是此類(lèi)天線(xiàn)在頻率大于12 GHz時(shí)，增益下降，方向圖主瓣出現分裂，并且隨著(zhù)頻率的升高，主瓣凹陷得越來(lái)越厲害。這對方向圖要求高的場(chǎng)合，如將天線(xiàn)用作主反射面饋源、EMC測試，已不能滿(mǎn)足要求。針對這一問(wèn)題，本文利用Ansoft公司推出的HFSS電磁仿真軟件，通過(guò)做大量的仿真實(shí)驗，設計了一幅頻率范圍為1～18GHz的寬帶喇叭天線(xiàn)，它的增益在整個(gè)頻段大于10 dB，方向圖在15 GHz時(shí)，主瓣才開(kāi)始出現分裂，并且隨著(zhù)頻率的升高，直到18 GHz主瓣也沒(méi)有出現大的凹陷，這樣的結果比較理想，可以滿(mǎn)足更高的工程要求。

1 寬帶雙脊喇叭天線(xiàn)的設計

基于電磁仿真軟件HFSS，通過(guò)做大量的仿真實(shí)驗，得到寬帶雙脊喇叭天線(xiàn)結構模型如圖1所示，它由3部分組成：饋電部分，脊波導部分，喇叭張開(kāi)部分。各部分的具體設計過(guò)程如下。

1.1 脊波導部分設計

脊波導部分的橫截面示意圖如圖2所示，波導的橫截面尺寸為a×6，脊寬為a1，脊間距為b1，設計時(shí)主要依據脊波導理論。在設計時(shí)，首先確定b/a，b1 /b，a1/a的值，然后參考文獻[4]的曲線(xiàn)就可得λCE10/A匹，λCE30/a及頻率為無(wú)窮大時(shí)TE10模的特性阻抗z0∞的值，通過(guò)式(1)算出在給定工作頻率f下的特性阻抗以便于饋電段的設計：

為了改善饋電段到喇叭段的匹配，讓它的橫截面尺寸逐漸增大，所以這部分的整體結構設計成一個(gè)E面的扇形喇叭，再在兩個(gè)窄壁面上加2個(gè)楔體以改善高頻端的方向圖。

1.2 饋電部分的設計

饋電部分的結構示意圖見(jiàn)圖3，通常采用N型同軸接頭饋電，同軸線(xiàn)的外導體連在波導的側壁上，同軸線(xiàn)的內導體通過(guò)第一個(gè)脊的腔體，連到第二個(gè)脊上形成短路，內導體在波導腔內可看作一單極輻射器，由于普通波導的阻抗遠大于同軸線(xiàn)的阻抗，因此內導體必須終止在遠離波導壁的地方，以防止失配，而脊波導的阻抗與同軸線(xiàn)的阻抗相一致，所以同軸線(xiàn)的內導體必須接在相對的脊上以利于匹配。最后，再在脊波導的后端加一段直波導(長(cháng)度應小于最高工作頻率的半個(gè)波長(cháng))，作為濾除被激勵出來(lái)的TE20模，因此脊波導的可用帶寬應是λc10/λc30，而不是λc10/λc20.顯而易見(jiàn)，單模工作帶寬被大大的加寬了。

1.3 喇叭段的設計

喇叭段的長(cháng)度應大于最低工作頻率波長(cháng)的一半，這樣才能保證阻抗轉換過(guò)程中不激起高次模。喇叭的口面按照常規喇叭的設計方法，根據增益與口徑面相差的要求來(lái)確定，因為場(chǎng)分布主要集中在兩個(gè)脊的附近，所以考慮加工后實(shí)際喇叭的重量可以將兩個(gè)窄壁面去掉，這樣對低頻端的方向圖稍有影響，經(jīng)過(guò)反復的調整，最后兩個(gè)窄壁面采用介質(zhì)板，并在其上均勻分布6條很窄的金屬片，脊的形狀根據阻抗匹配原則設計。為了使饋電點(diǎn)阻抗能夠平滑的過(guò)渡到喇叭口自由空間阻抗，基于大量的實(shí)驗發(fā)現，阻抗變換形式為如下所示，具有較好的效果

式中：l是喇叭段的長(cháng)度，k是常數，它可由喇叭中點(diǎn)的阻抗為兩端阻抗的平均值這樣的條件來(lái)確定。因此脊結構的形狀曲線(xiàn)一般也為指數形式，如式(6)所示。附加的線(xiàn)性項，可起到擴展低頻帶寬的作用。

2 雙脊喇叭天線(xiàn)的仿真

按照上面雙脊喇叭天線(xiàn)的設計方法，利用電磁仿真軟件HFSS，此軟件擁有強大的天線(xiàn)設計功能，設計了1副1～18 GHz的天線(xiàn)并加工成型，它的仿真結構如圖1所示，其具體尺寸為：喇叭口面240 mm×139 mm，喇叭底面86 mm×67 mm，短路板截面26 mm×16 mm，喇叭的軸向長(cháng)度152 mm，用50 Ω同軸線(xiàn)饋電，N型接頭的芯線(xiàn)半徑為0.65 mm，插入的腔體半徑為1.5 mm，脊曲線(xiàn)方程為

為了分析所設計天線(xiàn)的方向圖，增益及駐波比，本文不僅給出了電磁仿真軟件HFSS的仿真結果，而且還給出了微波暗室的測量結果。為了對這兩個(gè)結果進(jìn)行比較，將電磁仿真軟件HFSS得到的仿真數據和微波暗室得到的測量數據分別導入到MATLAB里面，通過(guò)MATLAB進(jìn)行處理，得到了二者電性能特性的比較圖。從圖4可見(jiàn)，VSWR除了在低端1 GHz～1.6 GHz范圍內較大外，其余工作點(diǎn)都小于2.5，滿(mǎn)足實(shí)際的工程要求。要觀(guān)看此天線(xiàn)的增益及方向性，由于頻帶太寬，測量和仿真得到的數據量太大，因此我們僅給出了不同頻段上典型頻率點(diǎn)的增益方向圖。其中圖5、圖6為低頻段中心頻點(diǎn)的H面及E面增益方向圖，由圖可見(jiàn)增益很理想，H面及E面都大于13 dB，3 dB主瓣寬度較小，波束集中，隨著(zhù)頻率的升高增益開(kāi)始慢慢下降，波束變寬且趨于平坦，當到達整個(gè)頻帶的中心頻點(diǎn)10 GHz時(shí)，由圖7、圖8可見(jiàn)，H面增益降為11.5 dB，E面略有下降，3 dB主瓣寬度都增大了，隨著(zhù)頻率繼續升高到達13 GHz時(shí)，由圖9、圖10可見(jiàn)，H面主瓣波束稍有波動(dòng)，E面主瓣波束出現1 dB的凹陷，三維方向圖仍是單一的主瓣。當f≥15 GHz后，E面及H面方向圖都出現凹陷，三維方向圖才開(kāi)始出現分裂，如圖11所示，隨著(zhù)頻率的升高，直到18 GHz主瓣也沒(méi)有出現大的凹陷，性能參數明顯提高了，并且仿真的二維方向圖與測量的二維方向圖除了在兩側低副瓣區差異較大外(這主要是因為仿真和測量中饋電喇叭周?chē)目臻g環(huán)境不相同而造成的)，在主瓣區基本是吻合的。這說(shuō)明所給出的設計方案是合理的，對天線(xiàn)的電性能特性利用電磁仿真軟件HFSS的分析結果是有效的。

3 結 論

本文給出了一個(gè)寬帶雙脊喇叭天線(xiàn)的設計方法，并利用電磁仿真軟件HFSS具體設計了一幅1 GHz～18 GHz寬帶雙脊喇叭天線(xiàn)。仿真及測量結果都較為理想，可滿(mǎn)足更高的實(shí)際要求，對工程上設計此類(lèi)天線(xiàn)具有一定的參考價(jià)值。