14位、125 MSPS四通道ADC,通過(guò)后端數字求和增強SNR性能
電路功能與優(yōu)勢
圖1所示電路是14位、125 MSPS四通道ADC系統的簡(jiǎn)化圖,該電路使用后端數字求和將信噪比(SNR)從單通道ADC的74 dBFS提升到四通道ADC的78.5 dBFS.這項技術(shù)特別適合要求高SNR(如超聲和雷達)的應用,并且利用了現代高性能、低功耗、四通道流水線(xiàn)式ADC。
該電路使用了非相關(guān)噪聲源在方和根(rss)基礎上相加,而信號電壓在線(xiàn)性基礎上相加的基本原理。
圖1.四個(gè)并聯(lián)ADC求和得到更高SNR的基本框圖
電路描述
每個(gè)ADC的輸入由信號項(VS)和噪聲項(VN)組成。將四個(gè)噪聲電壓源求和可得到總電壓VT,它是四個(gè)信號電壓加上四個(gè)噪聲電壓方和根的線(xiàn)性和,例如:
由于VS1 = VS2 = VS3 = VS4,信號可有效地乘以4,而轉換器噪聲——具有等效rms值——僅乘以2,因此信噪比以系數2增加,即6.02 dB.所以,6.02 dB的SNR增量是將四個(gè)類(lèi)似信號求和所引起的一個(gè)額外的有效分辨率位的結果。由于SNR(dB) = 6.02N + 1.76 dB,其中N為位數,從而
表1顯示將多個(gè)ADC輸出求和得到的SNR理論值。為方便起見(jiàn),顯然應選擇將四個(gè)ADC求和。某些關(guān)鍵情況下可能需要更多的ADC求和,但具體取決于其他的系統規格(包括成本)和可用的電路板空間。
14位ADC的理想SNR是(6.02×14) + 1.76 = 86.04 dB AD9253數據手冊指定的典型SNR為74 dB,但其產(chǎn)生的ENOB為12位。
圖1所示電路集成無(wú)源接收器前端,由四個(gè)模擬輸入通道組成,采用器件為14位、125 MSPS四通道模數轉換器AD9253.
該電路接受單端輸入,并通過(guò)雙平衡配置中兩個(gè)阻抗比為1:1的寬帶寬(3GHz) M/A-COM ETC1-1-13巴倫將輸入轉換為差分信號,如圖2所示。
所有四個(gè)ADC輸入均在巴倫配置的次級側相連。電路中無(wú)增益,每個(gè)模擬輸入對都有簡(jiǎn)單濾波功能,減少可能反饋至鄰近ADC通道的殘余反沖信號。
通過(guò)ADC的全差分架構提供良好的高頻共模抑制性能,因此求和時(shí)非相關(guān)噪聲源最小,產(chǎn)生78.5 dBFS SNR和85dBc SFDR性能(第一奈奎斯特頻帶內,以125MSPS采樣時(shí)0MHz至62.5MHz)。整體電路帶寬為65 MHz,通帶平坦度為1dB.
為了獲得最佳性能,采用雙平衡巴倫法在頻率范圍內達到最佳的偶階雜散性能。由于四個(gè)ADC的輸入相連,維持平衡可能有一定難度,哪怕頻率低于100 MHz.
使用66Ω差分端接電阻端接巴倫配置的次級側。選擇66Ω有助于減少四個(gè)轉換器輸入阻抗并聯(lián)組合的損耗,同時(shí)最大程度降低變壓器次級側對初級側的損耗,獲得從初級側看來(lái)大約50Ω的總阻抗。
此設計中采用了鐵氧體磁珠,有助于降低電路板布局以及四個(gè)未緩沖并聯(lián)ADC通道引起的寄生容性負載的影響。磁珠可減少來(lái)自每個(gè)ADC輸入通道的反沖,從而保持了整體帶寬。
10Ω串聯(lián)電阻具有雙重作用。首先,它們驅動(dòng)ADC輸入濾波器(2pF共模和5pF差分);其次,它們起到減少來(lái)自每個(gè)ADC反沖的作用。有關(guān)反沖充電和未緩沖ADC架構的更多信息,請參見(jiàn)應用筆記AN-742。
表2總結了系統的測量性能,其中3 dB帶寬為67 MHz.網(wǎng)絡(luò )的總插入損耗約為3dB,因此需要+13dBm的輸入驅動(dòng)能力,以便為ADC的輸入提供滿(mǎn)量程2Vp-p差分信號。
系統性能
14位、125 MSPS、四通道ADC AD9253與16位、125 MSPS ADC AD9653引腳兼容。圖3顯示AD9253和AD9653四通道求和配置的帶寬測量對比。
針對單通道和四通道版本的AD9253和AD9653測量SNR,結果顯示在圖4中。
請注意,使用四通道求和技術(shù),可增加14位ADC AD9253在10 MHz時(shí)的SNR,增加量約為5dB.16位ADC AD9653的SNR增加量大致相同。
另一方面,單個(gè)14位ADC AD9253和單個(gè)16位ADC AD9653相差大約3 dB.
SFDR數據用于A(yíng)D9253和AD9653,的四通道求和配置,如圖5所示。
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