同時(shí)接收GPS/WLAN信號的天線(xiàn)設計

　　本文討論的高增益、多頻段天線(xiàn)設計雖然尺寸小、重量輕，卻能接收和發(fā)射GPS和WLAN信號，并且能夠覆蓋WLAN的三個(gè)頻段。

　　對于尺寸小的天線(xiàn)而言，通常無(wú)法獲得高增益。但是在衛星通信應用中，天線(xiàn)卻必須設計得小而輕，并且能夠提供波束成型、寬頻帶及極化純度。在用于多頻段全球定位系統(GPS)和無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)(WLAN)的天線(xiàn)設計中，設計出一個(gè)帶有極化分集和高增益且寸小、重量輕的天線(xiàn)是可能的。

　　對于一個(gè)成功的天線(xiàn)設計來(lái)說(shuō)，極化是一個(gè)重要特性。對于空間應用，通常使用圓形極化(CP)，如右旋圓極化(RHCP)或左旋圓極化(LHCP)，用于發(fā)射、接收及同一頻譜范圍內的復用，以增加系統容量。盡管大多數WLAN系統要求線(xiàn)性極化，但最終圓形極化的使用會(huì )變成移動(dòng)系統的優(yōu)勢。

　　在考慮了幾種非傳統的方法之后，環(huán)狀輻射體技術(shù)被選作可能的解決方案。相對于其它方案而言，該方案采用諧振結構來(lái)有效地加長(cháng)了輻射電流的通路長(cháng)度(實(shí)現高增益)，而天線(xiàn)卻減小了25%至35%。該技術(shù)能夠滿(mǎn)足波形系數要求，而且能實(shí)現比尺寸更大的微帶貼片天線(xiàn)或諧振腔式螺旋天線(xiàn)更高的增益。

　　對于環(huán)狀天線(xiàn)，可以設計成多諧結構，這些諧振器可以被隔開(kāi)，也可以耦合，以適用于多頻或寬頻場(chǎng)合。

　　通過(guò)對各次模進(jìn)行相位調整，使它們以預定的方式工作，這樣，在適當方向的遠場(chǎng)，通過(guò)相位的疊加和相消，就可以實(shí)現高增益和波束成形。在大多數情況下，這些結構可能實(shí)現9dBic的增益(理論值)和17%的帶寬。理論上，對應于分別為1.50:1, 2.0:1和3.0:1的電壓駐波比(VSWR)，可以相應實(shí)現15%、20%和30%的帶寬。遺憾的是，不可能找到一種能夠滿(mǎn)足所有頻率上的所需的物理和電氣性能的系統設計方法。不過(guò)，通過(guò)一些努力，找到一種滿(mǎn)足某些特定工作模式上的技術(shù)需求的設計方法是可能的。

　　圖1給出了一個(gè)經(jīng)過(guò)優(yōu)化設計的天線(xiàn)的EM仿真預測掃頻結果。該圖顯示了多個(gè)諧振點(diǎn)，不過(guò)并非所有的諧振點(diǎn)都用于衛星天線(xiàn)。最低的1.8GHz諧振點(diǎn)處的回波損耗優(yōu)于13dB，而在2.25GHz的高諧振點(diǎn)，回波損耗優(yōu)于17dB。如果結合各種因素，實(shí)現大約15%的10dB回波損耗帶寬是可能的。這將是一個(gè)出色的且適合于許多用途的寬帶天線(xiàn)。2.1GHz諧振點(diǎn)的回波損耗甚至更好，將近20dB。由于該天線(xiàn)的多諧振點(diǎn)，使得它能被用作為單個(gè)頻點(diǎn)的寬帶天線(xiàn)，也可適用于3個(gè)離散頻率的場(chǎng)合。

　　
EM仿真預測掃頻結果

　　圖2給出了右旋圓極化(RHCP)天線(xiàn)的預測輻射方向圖。在1.8GHz的低端諧振點(diǎn)，增益約為5.5dBic(圖2的左上角)，而其頂點(diǎn)處的軸比約為13dB(圖2的左下角)。在2.25GHz的高端諧振點(diǎn)，增益大約為8dBic(圖2的右上角)，在該頻率上，軸比約為12dB(圖2的右下角)。

　　
右旋圓極化

　　
天線(xiàn)環(huán)上的表面電流密度的仿真結果

　　從側視圖(圖4)上，可以觀(guān)察到使用同軸輸入連接器的天線(xiàn)輻射結構。天線(xiàn)周?chē)拇罂蛳薅ǖ姆秶荅M仿真程序的常規仿真區域，其中，被仿真的設備被限定在有限的邊界(框)內。合理選擇這個(gè)外圍邊界，使其對天線(xiàn)性能的影響減到最小。

　　
側視圖

　　根據上述這些分析和仿真，制造出了幾個(gè)天線(xiàn)，其中兩個(gè)如圖5所示(左圖為天線(xiàn)A，而右圖為天線(xiàn)B)。這些天線(xiàn)基本上都一次性滿(mǎn)足了所有電氣方面的要求和空間質(zhì)量要求，這在很大程度上歸功于良好的設計過(guò)程控制、仿真和驗證的廣泛使用以及卓越的機械設計和加工經(jīng)驗。

　　
制造出了幾個(gè)天線(xiàn)

　　圖6顯示了天線(xiàn)A和天線(xiàn)B的回波損耗，其頻響曲線(xiàn)與圖1中期望的仿真結果非常相近。仿真和實(shí)際硬件之間的差異可能由于實(shí)驗室中一些調整所引起，盡管這些調整很小。所測的兩個(gè)天線(xiàn)的輻射圖和增益如圖7所示。其中，圖7的左上部分和左下部分是天線(xiàn)A分別在1.8 GHz和2.25 GHz的測量結果，而圖7的右上部分和右下部分則分別是天線(xiàn)B分別在1.8 GHz和2.25 GHz的測量結果。每個(gè)輻射圖都包括0、45、90和135度方位圖截面。注意這些所測輻射圖與圖2中的仿真結果的相似之處。測量的后瓣性能與仿真相似，不過(guò)并沒(méi)有對所有天線(xiàn)都進(jìn)行測量。

　　
天線(xiàn)A和天線(xiàn)B的回波損耗

　　
天線(xiàn)A和天線(xiàn)B的回波損耗

　　除了“常規”的天線(xiàn)要求之外，衛星有效載荷在發(fā)射前的地面測試中，還需要一個(gè)通道來(lái)測試衛星上部機艙內的通信鏈路，并且在不向上部機艙輻射的條件下，提供與衛星有效載荷的通信。最終，要求天線(xiàn)在非?？拷l星的各種其它子系統的條件下有效地工作，包括太陽(yáng)能電池陣列板。為了提供一種方法，使天線(xiàn)不往上部機艙中輻射，而又提供一個(gè)與天線(xiàn)通信的通道，需要一些特殊的考慮?？紤]過(guò)使用波導的方法，但是結構上卻無(wú)法實(shí)現。對各種天線(xiàn)盒和天線(xiàn)帽進(jìn)行EM仿真以確定截止特性和熱點(diǎn)，最終開(kāi)發(fā)出一種將濾波器和天線(xiàn)結合在一起的設計方案，稱(chēng)作為“濾波天線(xiàn)”。

　　
　　濾波損耗

　　這種新設計的部分難點(diǎn)在于腔內或波導中存在天線(xiàn)諧振。在經(jīng)歷了一些不成功的實(shí)驗之后，將濾波器理論和天線(xiàn)理論結合在一起，并對耦合諧振器模型進(jìn)行仔細優(yōu)化，用來(lái)設計濾波天線(xiàn)。該設計包括一個(gè)類(lèi)似蓋子的天線(xiàn)帽，其對濾波損耗的影響最小(圖8)，增加這個(gè)帽只是為了測試(在衛星應用中并不需要)。EM仿真結果顯示，諧振點(diǎn)的位置非常敏感，其位置隨著(zhù)所加天線(xiàn)帽的位置而變化，特別是低端諧振點(diǎn)?；夭〒p耗和插入損耗的仿真結果如圖9所示，而圖10則顯示了測試出來(lái)的雙端口插入損耗(上半部分)和雙端口回波損耗(下半部分)。除了實(shí)驗室中為了改進(jìn)低邊帶的回波損耗而進(jìn)行的某些調節后的測量之外，仿真數據和測量數據極其一致。圖11顯示了濾波天線(xiàn)的仿真EM場(chǎng)的側視圖，以及端口間的耦合機制。

　　
仿真結果

　　
雙端口插入損耗

　　本設計還適用于另外兩個(gè)用途，一個(gè)是作為雙頻Wi-Fi天線(xiàn)，適用于目前正處熱點(diǎn)的頻率為2.4 GHz和5 GHz的IEEE 802.11a/b/g WLAN，另一個(gè)則適用于雙頻GPS。圖12顯示了Wi-Fi天線(xiàn)的仿真結果，圖中顯示了線(xiàn)性極化設計的高增益，但是該設計要求在低端增加帶寬，以滿(mǎn)足 2.4 GHz的IEEE 802.11g的要求。而雙頻GPS天線(xiàn)的仿真性能與測試數據一致，在此沒(méi)有給出。

　　
Wi-Fi天線(xiàn)的仿真結果

Wi-Fi天線(xiàn)的仿真結果

　　設計中還包括退化振蕩模結構的設計，這種設計支持兩種非常接近且具有90度相移的模。實(shí)際上，整個(gè)天線(xiàn)設計都是根據這一設計來(lái)優(yōu)化的。即便是天線(xiàn)在幅度特性和相位特性檢驗完成型之后，為了能夠映射天線(xiàn)的場(chǎng)，它仍然是有用的。通過(guò)以光學(xué)方式映射場(chǎng)向量并將其與仿真結果進(jìn)行比較，則將使得調整各次模的相位變?yōu)榭赡?。這種工具會(huì )進(jìn)一步減少天線(xiàn)工程設計中的推測工作。這種設計工具目前已經(jīng)可以得到，但迄今為止，對于實(shí)際設計而言成本仍然過(guò)高。