基于外設事務(wù)服務(wù)器的交流采樣算法在同步發(fā)電機勵磁控制系統中的應用

摘要：一種由鎖相環(huán)CD4046和單元片機80C196KC的PTS（外設事務(wù)服務(wù)器）構成的高精度交流采樣系統。該系統能方便地實(shí)現對多路信號的采集，并采用頻率跟蹤技術(shù)消除電網(wǎng)基波頻率波動(dòng)時(shí)的影響，簡(jiǎn)化了外圍電路硬件，大大提高了數據采集的精度和可靠性。另外還給出它在同步發(fā)電機勵磁調節器中的應用實(shí)例。

關(guān)鍵詞：鎖相環(huán) 單片機 外設服務(wù)器（PTS） 交流采樣

隨著(zhù)電力系統的快速發(fā)展，電力網(wǎng)容量不斷增大，結構日趨復雜，電力系統中自動(dòng)化設備的運用越來(lái)越廣泛，而數據采集環(huán)節則是實(shí)現自動(dòng)化的重要環(huán)節。根據采樣信號的不同，采樣可分為直流采樣和交流采樣。直流采樣采集通過(guò)電量變送器整流后的直流量，這種方法軟件設計簡(jiǎn)單，計算方便，便于濾波，對采樣值只需作一次比例變換即可得到被測量的數值，采樣周期短；但它不能及時(shí)反映被測量的突變，有較大的時(shí)間常數，測量諧波有誤差，投資較大，維護復雜，因而在電力系統中的應用受到限制。交流采樣直接對變換好的5V（或0～5V）交流信號進(jìn)行采樣，主要優(yōu)點(diǎn)是實(shí)時(shí)性好、相位失真小、投次少、便于維護；其缺點(diǎn)是算法復雜、精度難以提高。但是隨著(zhù)微機技術(shù)和微電子技術(shù)的高速發(fā)展，交流采樣以其優(yōu)異的性能價(jià)格比，呈現出逐步取代直流采樣的趨勢。

在大部分由單片機構成的數據采集系統中，通過(guò)定時(shí)中斷的方式對工頻50Hz的電壓信號進(jìn)行均勻采樣。由于電網(wǎng)中頻率波動(dòng)和諧波分量的存在，普通中斷時(shí)，CPU要執行保持斷點(diǎn)轉入中斷服務(wù)、保護現場(chǎng)、恢復現場(chǎng)、返回等一系列操作，CPU開(kāi)銷(xiāo)較大。這樣在CPU任務(wù)較重或采樣數據較多時(shí)，對被測量和精度和準確度都有一定的影響。作者在研制微機勵磁調節器的過(guò)程中，充分利用INTEL 80C196KC單片機本身特有的一種外設服務(wù)器功能，結合CD4046鎖相環(huán)的具體應用，大大簡(jiǎn)化了外圍電路硬件，提高了數據采集系統的精度和可靠性。

1 外設服務(wù)順PTS原理及應用

INTEL 80C196KC單片機的外設服務(wù)器PTS（Peripheral Transaction Server）利用其內部的微代碼執行操作，對中斷可提供一種類(lèi)似于計算機DMA（直接存儲器訪(fǎng)問(wèn)）的響應，它把一個(gè)中斷映射到相應PTS通道，由該通道產(chǎn)生一個(gè)PTS周期，PTS周期就像DMA周期那樣插入到正常指令流中，不需要額外的軟件開(kāi)銷(xiāo)，大大增強了CPU的中斷事處處理能力。

與中斷向量相似，PTS也有一個(gè)向量表，共15個(gè)字，位于2040H～205CH，優(yōu)先級和普通中斷的優(yōu)先級相同。每個(gè)PTS向量都指向一個(gè)PTS控制塊（PTSCB），控制塊必須駐留在內部RAM空間（1AH～1FFH）。每個(gè)控制塊包括8個(gè)字節，其首址應能被8除盡，由控制塊來(lái)確定PTS的工作方式。80C196KC提供了5種PTS模式：一次傳送模式、塊傳送模式、A/D模式、HIS模式和HSO模式。為了控制PTS的工作，80C196KC內部水平窗口1中設有兩個(gè)16位字寄存器PTSSEL和PTSSRV，其作用如同中斷屏蔽寄存器和中斷掛號寄存器，格式完全相同，如表1所示。若要打開(kāi)某一外設PTS功能，只需將PTSSEL中的相應位置“1”即可。綜上所述，當把某外設的PTS功能打開(kāi)并設置好PTS控制塊時(shí)，該外設不會(huì )進(jìn)入其相應的PTS中斷服務(wù)程序，而進(jìn)入PTS周期。CPU內微代碼按PTSCB設置的工作模式和要求的次數執行操作，PTS完成后，便將PTSSRV中相應的位置“1”，PTSSEL中相應的位清“0”，引發(fā)END_OF_PTS中斷，并映射到這一外設的中斷。進(jìn)入END_OF_PTS中斷后，PTSSRV中相應的位被清零，禁止該外設再次進(jìn)入PTS服務(wù)。

在我們研制的微機勵磁調節器中，要求每個(gè)周波采樣16次，每次進(jìn)行8個(gè)數據的A/D采樣，這里采用了每個(gè)周期執行16次PTS服務(wù)，每進(jìn)入個(gè)PTS周期，CPU自動(dòng)進(jìn)行了8次A/D轉換的方法。將80C196KC內部A/D轉換設置HSO時(shí)間到啟動(dòng)方式，A/D轉換結束后引發(fā)A/D結束中斷，進(jìn)入PTS周期，轉換結果的讀取和此后的7次轉換由PTS以立即啟動(dòng)A/D的方式完成。這里HSO的時(shí)間基準是定時(shí)器T2，T2的時(shí)鐘源為外部時(shí)鐘T2CLK（由IOC0控制寄存器來(lái)設定），來(lái)自鎖相環(huán)電路壓控振蕩器的輸出信號。A/D模式下的PTSCB控制塊包含 4個(gè)寄存器：PTSCOUNT、PTSCON、S/D和REG寄存器。PTSCOUNT確定無(wú)需在軟件干預下連續運行的PTS周期數；PTSCON控制寄存器用來(lái)確定PTS的工作方式及S/D的指針在每次A/D結束后是否修改；S/D是一個(gè)指針，它指向1個(gè)表格，該表格可位于內部RAM，也可位于外部RAM，用來(lái)存放啟動(dòng)A/D的命令和A/D轉換后的結果；REG也是一個(gè)指針，它指向一個(gè)固定的存儲單元，該單元暫存A/D的命令字，在PTS執行過(guò)程中，CPU先把表格中A/D命令暫存于此，然后再將命令從這個(gè)單元寫(xiě)入A/D的命令寄存器中。PTS A/D方式的控制切塊初始化及A/D轉換表格分別如表2和表3所示。

表1 PISCB的初始化內容

表3 PTS A/D轉換表格

2 工頻信號鎖相倍頻原理及頻率跟蹤電路的實(shí)現

工頻電源的一個(gè)周期原則上應為20ms，但由于電網(wǎng)狀況的變化，經(jīng)常出現其周期不等于2ms的情況。為了消除基波頻率波動(dòng)的影響，在基波頻率出現波動(dòng)時(shí)實(shí)現均勻采樣，可將對周期的計時(shí)改為對頻率的計數。只要該頻率是工頻電源信號倍頻，則每一個(gè)倍頻后的脈沖即可代表一固定的電角度；若倍頻頻率很高，則計算機對電角度的分辨率也很高，可以增加采樣點(diǎn)數；若該倍頻脈沖串是與工頻電源的相位嚴格鎖定的，則這種方案可以從原理上消除電網(wǎng)頻率不穩造成的采樣誤差，其原理圖如圖1所示。

在圖1中，工頻信號與分頻電路輸出的50Hz左右的鎖定方波一同進(jìn)入鑒相器進(jìn)行相位比較。鑒相器輸出的比較結果中包含偏差電壓成份，經(jīng)環(huán)路濾波器濾波，產(chǎn)生控制電壓，加在壓控振蕩器輸入端；其產(chǎn)生的振蕩輸出經(jīng)分頻后變?yōu)殒i定方波重新進(jìn)入鑒相端，與工頻信號進(jìn)行相位比較。當兩個(gè)信號相位差偏離標準時(shí)，環(huán)路濾波器必須輸出偏差校正電壓使壓控振蕩器產(chǎn)生頻率變化，以使兩個(gè)信號相位鎖定在標準位置。由于壓控振蕩器片于該閉環(huán)系統中，在兩個(gè)信號被鎖定后，其壓控振蕩器輸出的振蕩頻率必然是工頻信號頻率的整數倍。

頻率跟蹤電路由專(zhuān)用集成鎖相芯片CD4046和分頻芯片CD4040組成，以實(shí)現工頻信號的相倍頻，分頻比為1/4096。在工頻信號恰好在50Hz的情況下，該電路的鎖相倍頻率為50×4096=204.8kHz，相當于一個(gè)工頻周期內有4096個(gè)脈沖。因為80C196KC的內部定時(shí)器T2是上、下跳變均計數，則在360度的電角度內共有8192個(gè)跳沿，相當于每個(gè)跳沿代表0.044電角度。頻率跟蹤鎖相電路接線(xiàn)圖如圖2所示。

3 交流采樣值的算法實(shí)現及誤差的補償計算

3.1 有效值的計算

可根據連續周期信號的有效值定義來(lái)計算其有效值。設f(t)為周期為T(mén)的連續信號，最大值為Am，f(t)的有效值A可表示為：

將連續函數離散化，可得出電壓、電流有效值的表示式：

式中，N——每個(gè)周期均勻的采樣點(diǎn)數

ui——第i點(diǎn)的電壓采樣值

ii——第i點(diǎn)的電流采樣值

Ku——電壓有效值的綜合轉換系數，是定值

KI——電流有效值的綜合轉換系數，是定值

3.2 三相功率P、Q的計算

由連續周期函數的功率定義可得到離散的功率表達式。

單相功率的算式為：

式中，ii+N/4為第i+N/4次電流采樣值。

當i+N/4大于N時(shí)，ii+N/4取為i-i-3N/4?？梢宰C明當N≥3時(shí)，按式（1）、（2）、（3）、（4）式計算將不產(chǎn)品離散化計算誤差。

同理，三相功率P、Q的算式如下：

3.3 頻率的計算

當80C196KC的晶振頻率取為20MHz時(shí)，一個(gè)狀態(tài)周期為0.1μs，定時(shí)器T1的計數間隔是8個(gè)狀態(tài)周期（0.8μs）。把工頻信號濾波整形后，變成方波輸入到HIS.0，根據兩次中斷的時(shí)間間隔Δt(計數長(cháng)度)算出信號的頻率。

信號的周期T=Δt×0.8/1000000(s)

信號的頻率f=1/T=1250000/Δt(Hz)

3.4 誤差的補償計算

在我們所研制的微機勵磁調節器中需對三相電壓Ua、Ub、Uc和三相電流Ia、Ib、Ic六個(gè)交流量進(jìn)行采樣，采樣順序為Ua、Ia、Ub、Ib、Uc、Ic，采樣方式是HSO時(shí)間到啟動(dòng)A/D的方式。由于在一個(gè)工頻電源周期中有8192個(gè)時(shí)鐘邊沿，一個(gè)周期內采樣16點(diǎn)，定時(shí)啟動(dòng)一次A/D只需512個(gè)時(shí)鐘邊沿，設置精確方便。A/D采樣完成后，進(jìn)入PTS A/D采樣周期，在其中完成6路信號的采樣。當A/D表格設在外部空間（0200H～0FFFFH）時(shí)，PTSA/D模式的執行時(shí)間為25個(gè)狀態(tài)周期（2.5μs），代表電角度為0.045度（2.5×360/20000）。由于用一個(gè)周波16個(gè)數據來(lái)計算電壓和電流有效值，計算相互獨立，所以與電壓、電流不同時(shí)采樣無(wú)關(guān)?？梢宰C明當N≥3時(shí)計算出的U、I不存在誤差。

但用公式對功率進(jìn)行離散計算時(shí)，要求對電壓和電流信號進(jìn)行同時(shí)采樣，才可以算出準確的有功和無(wú)功功率的值。在這里我們省去了六個(gè)采樣保持器，對三相電壓和電流信號進(jìn)行順序采集，用PTS A/D的時(shí)間差等于PTS A/D模式的執行時(shí)間2.5μs，這個(gè)時(shí)延等于改變了電壓和電流之間的相位差。設：

u(t)=Umsin(wt+φu) （7）

i(t)=Imsin(wt+φi) (8)

無(wú)時(shí)延的相位差φ=φu-φI,在i（t）時(shí)延采樣下，電流的相位增加了Δφ。因此，由此采樣數據計算出的有功功率和無(wú)功功率分別為：

P'=UIcos(φ-Δφ),Q1=UIsin(φ-Δφ)

當φ=π/2時(shí)，有功誤差可達到UIsin(Δφ)。由于Δφ=0.045°已知，采樣不同時(shí)引起的功率誤差是可以克服的。對于（7）、（8）式確定的電壓和電流，有功和無(wú)功功率的理論值為：

Pt=UIcosφ，Qt=UIsinφ

令a=cos(Δφ),b=sin(Δφ),c=P'/UI=cos(φ-Δφ),d=q'/UI=sin(φ-Δφ),則：

cos(φ)=cos[ (φ-Δφ)+ Δφ]

=cos(φ-Δφ)cos(Δφ)=( Δ)-sin(φ-Δφ)sin(Δφ)

=ac-bd

同理：sin(φ)=ad+bc

因此：P=Pt=UI(ac-bd),Q=Qt=UI(ad+bc)

其中，a=cos(Δφ)=cos(0.045°)=0.99999997,b=sin(Δφ)=sin(0.045°)=0.000785。

根據采樣得到的數據算出U、I、P'、Q'的大小，由此得到c、d的值，可以對計算出的功率進(jìn)行修正。在對功率精度要求不是特別高的場(chǎng)合，可以將計算值當作實(shí)際值，從而達到近似同相位的采樣效果。

4 交流接口電路及硬件實(shí)現

三相交流電壓和三相交流電壓信號的輸入一般來(lái)自PT、CT互感器輸出端。電壓互感器PT輸出為0～100V的交流信號，電流互感器CT輸出為0～5A的交流信號，無(wú)法接入A/D轉換電路，必須增加電勇轉換接口電路來(lái)滿(mǎn)足A/D的轉換要求。電壓和電流的輸入接口電路如圖3和圖4所示。小電壓互感器（YH）輸入0～100V的交流電壓信號，輸出峰峰值為0～5V的交流電壓信號；小電流互感器（LH）輸入0～5A的交流電流信號，通過(guò)在二次回路中串入精密的可調線(xiàn)繞電阻來(lái)實(shí)現輸出峰峰值0～5V的電壓信號。由于80196KC的A/D輸入端只能輸入0～5V的模擬信號，可以采用墊高電平的方法將小電壓互感器（YH）和小電流互感器（LH）輸出的交流波形零點(diǎn)抬高2.5V，使信號負半周波形處于0點(diǎn)電平以上，以保證采集一個(gè)完整的信號周期。2.5V基準電壓源電路由TL431精密電壓基準等元件構成。

5 交流采樣算法在微機勵磁調節器中的應用

基于外設服務(wù)器的交流采樣算法在我們所研制的微機勵調節器中已經(jīng)得到應用。實(shí)驗證明：用這種采樣算法設計的微機勵磁調節器取消了常規的電量變送器，簡(jiǎn)化了外圍電路硬件，顯示電參數精確穩定，進(jìn)一步提高了裝置的可靠性和精度，使我們研制了裝置具有較高的性?xún)r(jià)比，具有良好的市場(chǎng)前景。另外，這種交流采樣算法還可以應用于變電站的參數測量、微機繼電保護故障錄波等場(chǎng)合，具有一定的實(shí)用和推廣價(jià)值。