6kV逆變器滯環(huán)調制與單極性SPWM倍頻調制的比較

摘要：分析了電流型滯環(huán)調制和單極性SPWM倍頻調制逆變器的原理，然后討論了兩種調制方式下輸出濾波器的設計，并在此基礎上制作了兩臺6kV%26;#183;A逆變器樣機并給出了輸出波形和輸出THD。通過(guò)理論分析和實(shí)驗結果可知電流型滯環(huán)調制的逆變器穩定性要優(yōu)于SPWM調制的逆變器，但要獲得相近的輸出THD值，前者所需要的輸出濾波器要遠大于后者。 關(guān)鍵詞：逆變器；單極性SPWM調制；滯環(huán)調制；比較 引言 逆變器主電路是一個(gè)開(kāi)關(guān)式大功率放大器，逆變過(guò)程的實(shí)質(zhì)是模－數－模的變化過(guò)程，它包括模－數和數－模兩個(gè)變換，分別對應于數字通信技術(shù)中的調制編碼與解調兩個(gè)過(guò)程[1]。SPWM調制與滯環(huán)調制是目前逆變器中最常見(jiàn)的兩種調制方式，它們分別從數字通信的脈寬調制和Delta調制發(fā)展而來(lái)。通信中調制的目的是為了遠距離傳輸信號，而在電力電子裝置中則是為了減小系統的體積、提高系統的動(dòng)態(tài)響應和降低輸出諧波含量。在逆變器的輸出端需要并聯(lián)輸出濾波器，它相當于數字通信技術(shù)中的解調環(huán)節，其作用是濾除輸出波形中無(wú)用的高次諧波。通過(guò)這兩個(gè)環(huán)節，就實(shí)現了對基準波的功率放大。 文獻[2]對SPWM調制和滯環(huán)調制做了仿真和實(shí)驗分析。文獻[3]討論了6kV%26;#183;A電流滯環(huán)調制逆變器的研制并給出了輸出波形。本文則從調制原理、系統的輸出濾波器設計和最終輸出波形THD等方面對兩臺分別采用電流滯環(huán)調制和電流型單極性SPWM調制的6kV%26;#183;A單相逆變器實(shí)際系統進(jìn)行了研究和比較。 1 主電路與電壓電流雙環(huán)反饋控制 圖1為逆變器主電路和控制系統的框圖，主電路采用了全橋結構，輸出端連接了LC濾波器濾除高次諧波。兩個(gè)電路在控制上均采用了輸出電壓和電感電流雙環(huán)控制，這種控制方式在保證系統穩定的同時(shí)還具有良好的動(dòng)態(tài)特性與輸出限流的特性。從圖1可以看出，SPWM調制的逆變器和滯環(huán)調制的逆變器，除了調制器部分不同外，其余部分的電路在結構上完全相同，只是在參數上有所不同。因此，這兩個(gè)系統在輸出特性以及輸出濾波器上的差異基本上可以認為是由這兩種不同的調制方式所決定的。兩個(gè)系統的輸入均為DC380V，輸出均為220V/50Hz，輸出功率為6kV%26;#183;A。 圖1 逆變器主電路與控制系統框圖 2 兩種調制方式原理 2.1 SPWM調制原理 單極性SPWM調制又分為非倍頻和倍頻兩種方式，本文所討論的SPWM調制的逆變器采用的是倍頻方式，它在不改變開(kāi)關(guān)管工作頻率的情況下，通過(guò)對門(mén)級脈沖控制，可以使得輸出波形中最低次諧波頻率是開(kāi)關(guān)頻率的2倍，從而可以減小濾波器的體積。圖2是這種調制方法的原理。 在電流型單極性SPWM倍頻調制中包含有兩個(gè)載波信號ic1和ic2，且有 ic1=－ic2 （1） 調制信號ig與ic1與交截產(chǎn)生ug1與ug2信號，控制S1與S2的開(kāi)關(guān)，ig與ic2交截產(chǎn)生ug3與ug4信號，控制S3與S4的開(kāi)關(guān)。這種調制方式的實(shí)質(zhì)是將一個(gè)全橋變換器拆分成兩個(gè)半橋變換器，分別用兩個(gè)相位相反的正弦波進(jìn)行調制后得到的信號去控制它們（在這里采用的是載波ic1反相，等價(jià)于將ig反相），這樣兩個(gè)橋臂輸出的基波就為帶相同直流偏置、幅值相等且相位相反的正弦波，將這兩個(gè)輸出相減再濾除高頻分量，就得到了標準的正弦輸出波形。 2.2 滯環(huán)調制原理 三態(tài)滯環(huán)調制是從基本的Delta調制發(fā)展而來(lái)，圖3是它的調制原理。 滯環(huán)調制沒(méi)有單獨的載波信號，而是將輸出信號通過(guò)反饋網(wǎng)絡(luò )產(chǎn)生一個(gè)斜坡函數iLf做為載波。h為滯環(huán)寬度，當iLfig＋h時(shí)，S2及S3導通，iLf下降，uab=－Uin；當ig－h(huán) 在單極性SPWM倍頻調制下，ua與ub兩點(diǎn)的電壓波形是單極性SPWM脈沖，其占空比 D=uo/Uin （3） 所以，可得電感電流紋波的表達式為 由式（4）可知，當uo=1/2Uin時(shí)，電感電流紋波最大，且 實(shí)際電路中取電感值為0.5mH。 電路中電容的作用是和電感一起構成一個(gè)低通濾波器，因此，在電感值確定后，就可以根據L濾波器的截止頻率來(lái)確定電容C的值。由于SPWM倍頻調制方式下，輸出諧波為開(kāi)關(guān)頻率2倍及以上的高次諧波，所以可以取截止頻率為最低次輸出諧波頻率的1/10，即 實(shí)際電路中，由于器件的非理想特性、基準波也非標準的正弦波以及死區對輸出波形的影響，所以，輸出波形中還包含有一定的低次諧波，C的取值必須大一些，以對這些低次諧波有一定的抑制作用，最終取電容值為16μF。 3.2 滯環(huán)調制下濾波器的設計 滯環(huán)調制下輸出濾波器的設計和單極性SPWM倍頻調制下有很大的不同。首先，滯環(huán)調制中電感電流的紋波是由滯環(huán)寬度h所決定，用電感電流的最大紋波值來(lái)確定電感值的方法并不適用。其次，滯環(huán)調制下由于開(kāi)關(guān)頻率并不固定，其輸出電壓波形諧波分布廣且不含有特定頻率的諧波[3]，所以，與單極性SPWM調制下根據器件開(kāi)關(guān)頻率設定輸出濾波器的截止頻率不同，其輸出濾波器的截止頻率應該根據輸出的基波頻率來(lái)設定。本文中逆變器的輸出頻率為50Hz，取輸出濾波器的截止頻率為輸出頻率的10倍即500Hz，可得 從式（9）可以確定L和C的乘積值，再進(jìn)一步確定L和C的取值則多依賴(lài)于工程經(jīng)驗進(jìn)行綜合考慮。如果L值過(guò)大將使系統的動(dòng)態(tài)響應太慢，甚至使得電感電流追蹤不上ig的變化導致系統失調；L值過(guò)小則會(huì )增加輸出的脈動(dòng)，增大損耗。C值越大輸出電壓的THD就越好，但同時(shí)也會(huì )增大逆變器的無(wú)功電流，增大損耗。工程中一般可以根據在剪切頻率附近使得 ωL≈1/ωC （10） 來(lái)確定L和C的取值。 根據式（9）和式（10），最終實(shí)際系統中取L為1mH，C為80μF。 3.3 輸出波形與THD 圖4和圖5是兩種調制方式下6kV%26;#183;A逆變器在阻性負載下的滿(mǎn)載輸出波形，表1則是使用功率分析儀測得逆變器在空載、半載和滿(mǎn)載情況下輸出THD值，可見(jiàn)SPWM調制方式下的輸出THD要明顯好于電流滯環(huán)調制方式下的輸出THD值。 表1 兩種調制方式下空載與滿(mǎn)載輸出THD值 負載 滯環(huán)調制 SPWM倍頻調制 有效值/V THD/％ 有效值/V THD/％ 空載 221.1 1.0 222.1 0.6 半載 219.8 1.2 219.8 0.7 滿(mǎn)載 217.8 1.3 218.3 0.7 4 結語(yǔ) 綜上所述，電流滯環(huán)調制作為一種非線(xiàn)性的調制方式，和SPWM倍頻調制相比，它具有穩定性強和動(dòng)態(tài)響應快的優(yōu)點(diǎn)。但滯環(huán)調制的逆變器輸出波形諧波分布廣，這使得濾波器的設計困難，在相同的功率等級下，盡管使用了大得多的濾波器，滯環(huán)調制逆變器輸出波形THD值仍達到接近兩倍SPWM倍頻調制逆變器輸出波形THD的值。同時(shí)也由于諧波頻率豐富，滯環(huán)調制的輸出濾波器的工作噪聲也要比SPWM倍頻控制大得多。所以，從改善輸出波形和減小濾波器體積和噪聲角度考慮，SPWM倍頻調制顯然是更好的選擇。