雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節逆變器

摘要：提出并深入研究了高頻脈沖交流環(huán)節逆變器電路拓撲族及其雙極性移相控制策略。借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇，該雙極性移相控制策略實(shí)現了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流，解決了這類(lèi)逆變器固有的電壓過(guò)沖和換流重疊期間周波變換器的環(huán)流現象，實(shí)現了逆變橋功率器件的零電壓開(kāi)關(guān)和周波變換器功率器件的零電流開(kāi)關(guān)。仿真與原理試驗結果均證實(shí)了這種雙極性移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。 關(guān)鍵詞：高頻脈沖交流環(huán)節；雙極性移相控制；零電壓零電流開(kāi)關(guān)；周波變換器；換流重疊 引言 傳統的逆變技術(shù)雖然成熟可靠、應用廣泛，但存在體積大且笨重、音頻噪音大、系統動(dòng)態(tài)特性差等缺點(diǎn)[1]。用高頻變壓器替代傳統逆變器中的工頻變壓器，克服了傳統逆變器的缺點(diǎn)，顯著(zhù)提高了逆變器的特性。高頻脈沖交流環(huán)節逆變器[1][2]具有雙向功率流、兩級功率變換（DC/HFAC/LFAC）、變換效率和可靠性高等特點(diǎn)，但存在周波變換器器件換流時(shí)的電壓過(guò)沖現象等缺點(diǎn)，通常需要采用緩沖電路或有源電壓箝位電路來(lái)吸收存儲在漏感中的能量，從而降低了變換效率或增添了電路的復雜性。 因此，在不增加電路拓撲復雜性的前提下，如何解決高頻脈沖交流環(huán)節逆變器固有的電壓過(guò)沖現象和實(shí)現周波變換器的軟換流，是這類(lèi)逆變器的研究重點(diǎn)。 1 高頻脈沖交流環(huán)節逆變器電路拓撲族 高頻脈沖交流環(huán)節逆變器電路拓撲族，如圖1所示。這類(lèi)電路由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器構成，具有電路拓撲簡(jiǎn)潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)、雙向功率流、變換效率高等優(yōu)點(diǎn)。 圖1（a）及圖1（b）所示推挽式電路適用于低壓輸入變換場(chǎng)合，圖1（c）～圖1（f）所示橋式電路適用于高壓輸入變換場(chǎng)合；圖1（a），圖1（c）及圖1（e）所示全波式電路適用于低壓大電流輸出場(chǎng)合，而圖1（b），圖1（d）及圖1（f）所示橋式電路適用于高壓小電流輸出場(chǎng)合。 2 雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節逆變器穩態(tài)分析 2.1 雙極性移相控制原理 以全橋全波式電路拓撲為例，其雙極性移相控制原理，如圖2所示。輸出電壓uo與正弦基準電壓uref比較，經(jīng)PI調節器得到誤差放大信號ue，ue分別與極性相反的兩個(gè)載波信號uc1及uc2比較后，經(jīng)上升沿二分頻，再按輸出濾波電流極性選擇導通，得到開(kāi)關(guān)S5及S6的驅動(dòng)信號。開(kāi)關(guān)S7及S8的驅動(dòng)信號分別與S5及S6的信號反相互補，并且有換流重疊時(shí)間（圖2中未畫(huà)出）。將載波信號uc1二分頻后得到開(kāi)關(guān)S1和S4的驅動(dòng)信號，反相后得到開(kāi)關(guān)S2和S3的驅動(dòng)信號。 圖2 高頻脈沖交流環(huán)節逆變器電路拓撲及其雙極性移相控制原理 讓周波變換器的功率開(kāi)關(guān)S5與S7（S6與S8）之間存在換流重疊導通時(shí)間、功率開(kāi)關(guān)S5與S6（S7與S8）按濾波電感電流iLf極性選擇導通，從而使得該控制方案具有如下優(yōu)點(diǎn)： 1）周波變換器換流重疊期間實(shí)現了變壓器漏感能量的自然換流，實(shí)現了功率器件的零電流開(kāi)關(guān)，解決了固有的電壓過(guò)沖現象； 2）實(shí)現了濾波電感電流的自然續流； 3）濾波電感電流極性選擇信號的引入避免了換流重疊期間周波變換器中的環(huán)流現象； 4）每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內兩次交流側的能量回饋實(shí)現了逆變橋所有功率器件的零電壓開(kāi)通。 功率開(kāi)關(guān)S5、S6與S1、S4（S7、S8與S2、S3）之間的驅動(dòng)信號均有相位差θ（0≤θ≤180%26;#176;），在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的共同導通時(shí)間DTs/2可表示為 DTs/2=Ts（180%26;#176;－θ）/（2%26;#215;180%26;#176;） （1） 式中：Ts為開(kāi)關(guān)周期。 由于移相角θ和共同導通時(shí)間DTs/2均按正弦規律變化，且輸出濾波器前端電壓uDC為雙極性SPWM波，因此這種控制方式稱(chēng)為雙極性移相控制。調節移相角θ可以實(shí)現輸入電壓或負載變化時(shí)輸出電壓的穩定。 2.2 穩態(tài)分析 設變壓器原、副邊漏感相等，即Llk1=Llk2=Llk3=Llk。一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內逆變器有12種工作模式，如圖3所示。 圖3 abc 圖3 一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內的穩態(tài)原理波形 1）t=t1～t2：t1時(shí)刻，功率開(kāi)關(guān)S1及S4實(shí)現了ZVS開(kāi)通，輸出濾波電感電流iLf經(jīng)功率開(kāi)關(guān)S7及S8續流，交流側能量經(jīng)D1及D4回饋到直流電源，如圖3（b）所示。 2）t=t2～t3：t2時(shí)刻S5實(shí)現了ZCS開(kāi)通，在此換流重疊期間，iLf由S7、S8和S5、S6兩路流通，i2快速增長(cháng)，i3快速下降；i1快速由負轉換為正，如圖3（c）所示。設變壓器原邊繞組感應電動(dòng)勢為e，則有 設磁化電感LM和輸出濾波電感Lf均遠大于漏感，磁化電流iM忽略不計，在換流重疊期間內iLf變化率很小，則可得 由式（9）可知，i2及i3的變化率為N1Ui/（3N2Llk），i1的變化率為2Ui/(3Llk)，D、C兩點(diǎn)電位相等。當i2上升到iLf值時(shí)，i3下降到零。由于開(kāi)關(guān)S8的阻斷，i3下降到零后不能負向增長(cháng)，式（9）不再成立，開(kāi)關(guān)S7與S5之間實(shí)現了ZCS軟換流。由式（9）可知，換流重疊時(shí)間tco為 tco(>=)t3－t2=3ILfm(N2Llk)/(N1Ui) （10） 式中：ILfm為額定負載時(shí)濾波電感電流的峰值。 3）t=t3～t4：t3時(shí)刻，開(kāi)關(guān)S5及S7之間軟換流結束。iLf經(jīng)S5及S6流通，i1經(jīng)S1及S4流通，能量從直流側傳遞到交流側，如圖3（d）所示。 4）t=t4～t5：t4時(shí)刻，開(kāi)關(guān)S7零電流關(guān)斷，如圖3（d）所示。 5）t=t5～t6：t5時(shí)刻，開(kāi)關(guān)S1及S4 ZVS關(guān)斷，C1及C4充電，C2及C3放電。開(kāi)關(guān)S2及S3的漏源電壓uDS2、uDS3下降，如圖3（e）所示。 6）t=t6～t7：t6時(shí)刻uDS2及uDS3下降到零，然后，i1經(jīng)D2及D3續流，變壓器原邊漏感能量和交流側能量均回饋到直流電源，如圖3（f）所示。t7時(shí)刻，S2及S3零電壓開(kāi)通。 t7時(shí)刻以后的半個(gè)開(kāi)關(guān)周期工作過(guò)程與前半及其開(kāi)關(guān)狀態(tài)等值電路個(gè)開(kāi)關(guān)周期相似。 3 仿真與原理試驗 設計實(shí)例：全橋全波式電路拓撲，雙極性移相控制策略，額定容量S=1kVA，輸入電壓（直流）Ui=270（1%26;#177;10％）V，輸出電壓（交流）Uo=115V，輸出電壓頻率fo=400Hz，負載功率因數－0.75～0.75，開(kāi)關(guān)頻率fs=50kHz，匝比N1/N2=22/22，濾波電感Lf=1mH，濾波電容Cf=4.7μF/250V。 3．1仿真結果與討論 不同輸入電壓、不同負載時(shí)的穩態(tài)仿真波形，如圖4所示。圖4（e）中，uGS1、uGS2、uGE5、uGE7分別為功率開(kāi)關(guān)S1、S2、S5、S7的驅動(dòng)信號。濾波器前端電壓uDC為三電平雙極性SPWM波；功率開(kāi)關(guān)S1～S4實(shí)現了ZVS，功率開(kāi)關(guān)S5～S8實(shí)現了ZCS；逆變器具有良好的負載適應能力和穩壓性能。仿真結果與理論分析一致。 圖4 1kVA雙極性移相控制逆變器仿真波形 3．2 試驗結果與討論 1kVA DC 270V/AC 115V 400Hz雙極性移相控制高頻脈沖交流環(huán)節逆變器由功率電路、控制電路、機內輔助電源3大部分構成?？刂齐娐分饕苫鶞收也娐?、誤差放大電路、電感電流極性判斷電路、控制信號產(chǎn)生電路（2片UC3879移相控制芯片）和驅動(dòng)電路等組成。開(kāi)關(guān)S1～S4選用IRFP460 MOSFET（20A/500V），開(kāi)關(guān)S5～S8選用HGTG10N120BND IGBT（35A/1200V），驅動(dòng)電路選用A3120芯片。 原理試驗波形如圖5所示。在輸出濾波電感電流過(guò)零點(diǎn)附近，輸出電壓波形存在畸變，這是由周波變換器引入了電流極性選擇信號所導致。試驗結果證實(shí)了這類(lèi)逆變器的可行性。 圖5 原理試驗波形 4 結語(yǔ) 1）高頻脈沖交流環(huán)節逆變器拓撲族，包括推挽全波式等6種電路。 2）借助周波變換器換流重疊和輸出濾波電感電流極性選擇，雙極性移相控制策略實(shí)現了變壓器漏感能量和濾波電感電流的自然換流，解決了固有的電壓過(guò)沖和環(huán)流現象，實(shí)現了逆變橋ZVS開(kāi)關(guān)和周波變換器ZCS開(kāi)關(guān)。 3）仿真與原理試驗結果均證實(shí)了這種移相控制策略的可行性和理論分析的正確性。