適合大功率的CCM模式APFC電路設計

功率因數校正電路的目的，就是使電源的輸入電流波形按照輸入電壓的變化成比例的變化。使電源的工作特性就像一個(gè)電阻一樣，而不在是容性的。

目前在功率因數校正電路中，最常用的就是由BOOST變換器構成的主電路，而按照輸入電流的連續與否，又分為DCM、CRM、CCM模式。DCM模式，因為控制簡(jiǎn)單，但輸入電流不連續，峰值較高，所以常用在小功率場(chǎng)合。CCM模式則相反，輸入電流 連續，電流紋波小，適合于大功率場(chǎng)合應用。介于DCM和CCM之間的CRM稱(chēng)為電流臨界連續模式，這種模式通常采用變頻率的控制方式，采集升壓電感的電流過(guò)零信號，當電流過(guò)零了，才開(kāi)通MOS管。這種類(lèi)型的控制方式，在小功率PFC電路中非常常見(jiàn)。

今天我們主要談適合大功率場(chǎng)合的CCM模式的功率因數校正電路的設計。

要設計一個(gè)功率因數校正電路，首先我們要給出我們的一些設計指標，我們按照一個(gè)輸出500W左右的APFC電路來(lái)舉例：

　　已知參數：

　　交流電源的頻率fac——50Hz

　　最低交流電壓有效值Umin——85Vac

　　最高交流電壓有效值Umax——265Vac

　　輸出直流電壓Udc——400VDC

　　輸出功率Pout——600W

　　最差狀況下滿(mǎn)載效率η——92%

　　開(kāi)關(guān)頻率fs——65KHz

　　輸出電壓紋波峰峰值Voutp-p——10V

　　那么我們可以進(jìn)行如下計算：

　　1、輸出電流Iout=Pout/Udc=600/400=1.5A

　　2、最大輸入功率Pin=Pout/η=600/0.92=652W

　　3、輸入電流最大有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A

　　4、那么輸入電流有效值峰值為Iinrmsmax*1.414=10.85A

　　5、高頻紋波電流取輸入電流峰值的20%，那么Ihf=0.2*Iinrmsmax=0.2*10.85=2.17A

　　6、那么輸入電感電流最大峰值為：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A

　　7、那么升壓電感最小值為L(cháng)min=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH

　　8、輸出電容最小值為：Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp- p)=1.5/(3.14*2*50*10)=477.7uF，實(shí)際電路中還要考慮hold up時(shí)間，所以電容容量可能需要重新按照hold up的時(shí)間要求來(lái)重新計算。

　　實(shí)際的電路中，我用了1320uF，4只330uF的并聯(lián)。　　有了電感量，有了輸入電流，接下來(lái)設計升壓電感!

　　PFC電路的升壓電感的磁芯，我們可以有多種選擇：磁粉芯、鐵氧體磁芯、開(kāi)了氣隙的非晶/微晶合金磁芯。這幾種磁芯是各有優(yōu)缺點(diǎn)：

　　磁粉芯優(yōu)缺點(diǎn)

　　優(yōu)點(diǎn)：μ值低，不用額外再開(kāi)氣隙，氣隙平均，漏磁小，電磁干擾比較低，不易飽和;

　　缺點(diǎn)：基本是環(huán)形的，繞線(xiàn)比較困難，不過(guò)目前市場(chǎng)上也出現了EE型的。另外，μ值隨磁場(chǎng)強度的增加會(huì )下降。設計的時(shí)候需要反復迭代計算。

　　鐵氧體磁芯優(yōu)缺點(diǎn)

　　優(yōu)點(diǎn)：損耗小，規格多，價(jià)格便宜，開(kāi)了氣隙后，磁導率穩定;

　　缺點(diǎn)：需要開(kāi)氣隙，另外飽和點(diǎn)比較低，耐直流偏磁能力比較差。