為網(wǎng)絡(luò )、通信和高端計算系統中的分布式供電架構選擇芯片組

簡(jiǎn)介

網(wǎng)絡(luò )和通信設備的發(fā)展趨勢持續促進(jìn)對于更多高級npu和asic的需求。在穿過(guò)骨干網(wǎng)或者從一個(gè)通信設備傳到另一個(gè)時(shí)，由于需要增長(cháng)帶寬并對信息進(jìn)行更復雜的分析，這就促進(jìn)了更強大處理資源的使用。因為這些處理器能更好的處理這些任務(wù)，它們的功率要求也變得更加復雜。而處理器復雜程度的增長(cháng)對功率要求更高。傳統系統功率架構僅提供幾個(gè)電壓及功率等級，但是這些架構已不能達到增長(cháng)的系統要求。各種電源系統架構均衡功效、成本和復雜性。目前趨向于雙級架構。

在 網(wǎng)絡(luò )和通信系統中的電源架構（包括電信系統），具有來(lái)自容變彈性ac/dc整流器模塊48v額定輸入。各種系統將在額定電源電壓的上下浮動(dòng)范圍內操作。例如，一個(gè)通用的電信系統輸入電壓范圍可能是36v到75v，而符合歐洲電信標準化協(xié)會(huì )（etsi）規范的系統將把范圍縮小到36v到60v。與這些不可調節的額定電源不同，一些系統是由可調節的48v總線(xiàn)操作的，其典型的總線(xiàn)電 源供 應范圍是 10%。電源架構必須以最大的電效率、最小的空間、最優(yōu)化的成本將這個(gè)輸入電壓輸送到pol轉換器。

傳統分布穿過(guò)電路板電源的方法為下面兩個(gè)基本配置方案中的一個(gè)(圖1)。第一個(gè)方案。轉換器將輸出電壓從48v轉到3.3v，然后再通過(guò)幾個(gè)必備的pol轉換器將3.3v轉到所需的pol電壓。從傳統上來(lái)說(shuō)，在電路板上，3.3v干線(xiàn)最需要電源，所以設計者選擇3.3v總線(xiàn)，以取得單級交換，從而消除功率損耗。另一個(gè)配置方案，適用于更高功率的電路板，它將輸出電壓從48v轉換到所謂的中級總線(xiàn)電壓(一般為12v)，再將12v總線(xiàn)電壓轉換成pol電壓。

每個(gè)dpa都有其優(yōu)點(diǎn)和缺點(diǎn)。當在電路板上有一個(gè)需要3.3v工作電壓的主負載、或整個(gè)電路板上覆蓋多個(gè)3.3v負載時(shí)，設計者通常會(huì )采用3.3v總線(xiàn)dpa。設計者通常這樣設計，以使電路板上的交換總額最小化，從而在最需電源端優(yōu)化效率。然而，一個(gè)3.3v-總線(xiàn)-dpa系統要求對產(chǎn)生其它工作電壓的每個(gè)pol轉換器要進(jìn)行偏壓供應。

另一個(gè)問(wèn)題是3.3v的輸出需要一個(gè)串聯(lián)順序fet，因為隔離的轉換器通常缺少對于輸出速率的控制。串聯(lián)順序fet只有在啟動(dòng)和斷電時(shí)才有用；在其它時(shí)候，dc-loss高架會(huì )影響效率、增加部件并提高費用。而且，由于操作電壓持續下降，支配分線(xiàn)很可能移向2.5v。對于同樣的主板電源，主板電流增長(cháng)了32%，配電損耗增長(cháng)了大約74%。

3.3v主線(xiàn)必須要產(chǎn)生電路板上所有其它操作電壓?？梢源嬖趲讉€(gè)額外輸出電壓，每個(gè)電壓的輸出都可以使用高頻轉換dc/dc pol轉換器。pol轉換器的高頻轉換可以將噪波反向注入到3.3v輸入線(xiàn)，而且由于這個(gè)線(xiàn)直接供應負載，電源架構要求進(jìn)行大量的過(guò)濾以保護3.3v 負載。3.3v總線(xiàn)也為asic提供動(dòng)力，asic對于噪波非常敏感而且可以承受因過(guò)濾不足而產(chǎn)生的損壞--但這不是一個(gè)最佳選擇，因為asic的成本很高。

當 所有板上功率很高又沒(méi)有負載電壓來(lái)支配整個(gè)電路板時(shí)，設計者典型地采用一個(gè)12v的中線(xiàn)dpa。通過(guò)這種方法，因為對于給定的電流水平來(lái)說(shuō)電流很低，所以分流損失很低。對于這種架構，pol轉換器產(chǎn)生了所有操作電壓。使用一個(gè)12v dpa來(lái)簡(jiǎn)化pol轉換器。串聯(lián)順序fet也能在pol轉換器上控制啟動(dòng)和斷電，盡管大多數可用pol轉換器可以直接控制這項功能。

今 天的12v輸出模塊是提供受控輸出的典型全性能程序塊。12v程序塊內的反饋通過(guò)光耦合器為轉換器的初級端提供一個(gè)符號反饋。具有高rm電流的12v程序塊，相對無(wú)效。它們要求24v到100v電壓的二級端fet，如果平均輸出電壓很低，就可能使用較低壓fet，二級端fet一般來(lái)講具有高于需要的接通電阻。因為模塊有大量組件，所以全控制程序塊都很浪費而且大于指定輸出功率。一個(gè)主板更加有效分配兩級功率的方法是建立一個(gè)處于3.3v到12v的中間非調節電壓。（圖 2）

新的pol轉換器可接受一個(gè)廣泛的輸入電壓范圍，這就意味著(zhù)設計者可以利用產(chǎn)生中間總線(xiàn)電壓的單獨轉換級來(lái)采取一個(gè)更簡(jiǎn)單的方法。根據輸出功率等級，pol轉換器的最佳輸入電壓在6v到12v之間。結果是獲得了占有少量空間并具有很少組件的高效、獨立轉換器。全功能程序塊，能在不增加整體設計復雜性的基礎上，使用50個(gè)或更多的組件。輸出電壓調節的移除為顯著(zhù)減少模塊組件數提供了機會(huì )。一個(gè)不可調dc-總線(xiàn)轉換器使用一個(gè)單獨的轉換器，它處于固定的工作循環(huán)中，可以允許簡(jiǎn)單、自行驅動(dòng)的二級同步整流開(kāi)關(guān)，達到最大化電源轉換效率、最小化輸入和輸出過(guò)濾并提高可靠性。

板上雙級電源轉換器

非調節dc-主線(xiàn)轉換器很快成為最受歡迎的能將48v輸入電壓轉換到中間主線(xiàn)、然后供應給pol的方法。一個(gè)具有開(kāi)路、固定50%工作循環(huán)特征的簡(jiǎn)易獨立轉換器能提供一個(gè)中間主線(xiàn)電壓，這個(gè)電壓由輸入電壓、初始端拓樸（半橋或全橋）和變壓器轉換率構成。

根據系統電源等級、pol轉換器配電頻率和配 電功耗計算，多數設計者在6到12v的范圍內設置額定主線(xiàn)電壓。dc-主線(xiàn)拓樸提供了在最小空間內的最大效率以達到用最較少的組件實(shí)現最好的電源密度、減少總成本。拓樸也要求最小的輸入和輸出過(guò)濾--又是一項 成本節省。這種方法也極大簡(jiǎn)化了電源架構中的控制、監測 、同 步化和定序。圖3展示了dc-主線(xiàn)轉換器設計，這個(gè)設計應用了幾個(gè)能達到這種性能的創(chuàng )新技術(shù)。

國際整流器公司開(kāi)發(fā)了包括自激振蕩驅動(dòng)器和匹配電源mosfet的芯片集。ir2085s 和ir2086s高速、半橋和全橋驅動(dòng)器，在48v雙級電路板電源分布系統中，分別服務(wù)于非調節、單獨dc-主線(xiàn)轉換器。這些控制器通常具有高性能、高簡(jiǎn)化而且成本低。它們使用100v、1a的驅動(dòng)器將50%工作循環(huán)振蕩器與用于半橋ir2085s 的so-8封裝和用于全橋ir2086s的so-16相結合。設計者能夠從外部調節ic頻率和停歇時(shí)間，以滿(mǎn)足多種應用要求。器件也提供了啟動(dòng)和電源限制功能。一個(gè)內部軟啟動(dòng)特點(diǎn)限定了啟動(dòng)期間的瞬間起峰電流，在50%的工作循環(huán)中逐漸增長(cháng)電流。軟啟動(dòng)可持續大約2000脈沖的門(mén)驅動(dòng)信號。國際整流器公司的48-v dc-總線(xiàn)參考設計，利用低負荷、強電子熱、初級端、mosfet和低電子熱、二級端的新ic控制器全橋版本，能在小于程序塊八分之一空間的范圍內，達到97%的效率。 這個(gè)效率比常規的、全控制、板上電源轉換器要高出3-5%。

在初級端，ir2085s 驅動(dòng)兩個(gè) irf6646 fet，即下一代的低負載80v directfet。對于36v到75v的輸入電壓，設計者能將fet轉換成100v irf6644。器件能通過(guò)一個(gè)用于啟動(dòng)的小線(xiàn)性控制器和穩定狀態(tài)下的變壓器來(lái)達到其初級端的偏流。在二極端上的兩個(gè)30v、n-channel irf6635 directfet在自動(dòng)同步整流器拓樸中進(jìn)行操作。

directfet-半導體封裝除去了mosfet封裝阻抗，這就降低了總阻抗從而提高了主要效率。對于頂層冷卻，directfet封裝也允許一個(gè)典型的1℃/w結一板熱阻及最大化的1.4℃/w結一殼熱阻。

一個(gè)220w dc-主線(xiàn)轉換器能達到2.05 x 0.85英寸--比八分之一程序塊的行業(yè)標準小了15%。對于四分之一dc-主線(xiàn)轉換器設計可以節省近50%的空間。在這個(gè)小覆蓋區內220v轉換器能獲得96%的效率（圖6）。

220w設計使用了一個(gè)220 khz的初級端配電頻率以使其性能最優(yōu)化：高配電頻率減少了輸出電壓波和變壓器通壓密度，可以使用更小的磁性組件。同樣，一個(gè)變壓器更小的核會(huì )產(chǎn)生更小的功耗。然而，高配電頻率增加了初級和二級配電功耗并產(chǎn)生低的總電路效率。
用于高功率應用的dc-總線(xiàn)轉換器可以使用ir2086s高速、100v、全橋驅動(dòng)和初級和二級端directfet，用小于八分之一程序塊空間達到的97%效率，在9.6v的電壓下提供高達330w的功率。

非獨立pol轉換器

d c-總線(xiàn)轉換器在兩級dpa中屬于前端級。當設計者在設計第二級、非獨立pol轉換器時(shí)產(chǎn)生了許多獨特思考。當主要考慮電路板空間和設計復雜性時(shí)，嵌入式程序塊設計在整體模塊和全離散設計上具有很多優(yōu)勢。例如：國際整流器公司的ipowir的程序塊為mcm（多芯模塊），包含了達到高效率、雙相位同步降壓轉換器。其中包括振蕩器、加速器、誤差信號放大器，pwm比較器，控制pet，同步fet等所有器件，但是有一些是為完成pol轉換器的被動(dòng)需要。程序塊執行像超電壓保護、超電流保護和超溫保護這樣的功能。程序塊也 提供內部控制和同步fet間歇控制。除了減少90%pol轉換器部件數，ipowir程序塊能通過(guò)減少挑戰性電路板設計靈敏度來(lái)明顯壓縮設計時(shí)間并減少風(fēng)險。通過(guò)在ipowir程序塊 周?chē)褂脦讉€(gè)外部組件，一個(gè)設計者可以快速、簡(jiǎn)單的建立高性能、雙相位、雙輸出和同步buck轉換器，以滿(mǎn)足幾個(gè)負載電壓要求。（圖4）。相對于備選同等離散設計，程序塊方法除了簡(jiǎn)化了設計者 的工作，也極大的減少了設計時(shí)間并節省了pc-電路板上50%的空間。設計者從而得到一個(gè)經(jīng)測試、有保證的器件，這個(gè)器件一般來(lái)講沒(méi)有離散設計復雜的布局問(wèn)題，具有眾所周知的最大功耗。這個(gè)器件能為其它負載電壓進(jìn)行簡(jiǎn)單布局的靈活性，同時(shí)，也產(chǎn)生高轉換效率。

與輸入電壓相比，pol轉換器通常有高輸入電壓。典型的工作循環(huán)范圍為10%到20%，在同步buck電流中相當于高端mosfet的及時(shí)電壓。 高端mosfet或者控制fet采用轉換模式（圖4）手工操作。相應的mosfet的簡(jiǎn)化功耗公式是：

在控制fet中 引起電源分散的主要因素是傳導功耗，轉換功耗，門(mén)驅動(dòng)功耗，其中最主要的是轉換功耗。為了使轉換功耗最小化，設計者應該選擇低負載mosfet并考慮與轉換相關(guān)的電壓，或者后門(mén)檻電壓，負載項目包括qgs2 和qgd。moseft僅在門(mén)驅動(dòng)電壓超過(guò)門(mén)檻電壓后才開(kāi)始實(shí)行，所以在門(mén)驅動(dòng)電壓通過(guò)門(mén)檻電壓時(shí)沒(méi)有功耗。一旦開(kāi)始實(shí)行mosfet，功率就開(kāi)始分散，后門(mén)檻電壓負載越低，轉換負載也越低。輸入電壓和配電頻率也會(huì )形成轉換功耗。降低輸入電壓和減少配電頻率也會(huì )減少整體功耗。然而，在高功率應用中，一個(gè)較低的輸入電壓產(chǎn)生了換位。由于輸入電流成比增加，整體的分流功耗也會(huì )增加。同時(shí)，根據感應器的尺寸或者轉換器所用到的過(guò)濾電容器的數量，減少配電頻率也能顯著(zhù)的增加轉換器的尺寸。

基于高端系統在高頻度下操作的事實(shí)，控制fet的總體門(mén)負載應該適當的降低以減少門(mén)驅動(dòng)功耗。低負載控制fet能減少開(kāi)關(guān)節點(diǎn)上的尖峰信號（圖6）。尖峰信號能開(kāi)啟同步fet，引起貫通電流，這會(huì )降低可靠性并引起內電路故障。同步的fet能在下列條件下進(jìn)行保護：如果fet的負載率 與qgs1的比率 小于1.4，門(mén)電壓尖峰信號將不會(huì )超過(guò)極限電壓。

在高電流系統中，控制fet必須也顯示低阻抗以減 少傳導功耗，這個(gè)功耗與電流平方成比例。對于這些系統，優(yōu)化控制fet選項的指標系數結合了門(mén)負載和阻抗。選擇一個(gè)低端mosfet還是合成的fet，要取決于不同的分析。相應的這個(gè)器件的簡(jiǎn)化功耗公式是：
同步fet沒(méi)有顯示出轉換功耗組件，因為它們是在零伏特模式下操作的。實(shí)行前，在電路中產(chǎn)生了一段間歇時(shí)間，在這段期間感應器電流在同步fet的主體二級管間循環(huán)流動(dòng)。與轉換器的操作電壓相比，主體二極管的正向電壓接近于零，因此，當同步fet開(kāi)啟時(shí)，功率并不同時(shí)分散。pol轉換器的10-20%的工作循環(huán)在同步fet上產(chǎn)生了80-90%的有效工作循環(huán)。由于fet大部分的時(shí)間都用于傳導模式上，轉換器的設計者選擇主要器件的標準在阻抗上。