利用高速大功率運算放大器驅動(dòng)壓電致動(dòng)器

高速壓電致動(dòng)器的生產(chǎn)成本在過(guò)去15年以來(lái)越來(lái)越價(jià)廉，因此越來(lái)越多的應用設計傾向于采用高速壓電致動(dòng)器。壓電致動(dòng)器最初用于醫療設備，包括上世紀80年代末的手術(shù)工具和超聲波檢查。這在那時(shí)是很有道理的，因為壓電致動(dòng)器具有微秒級的響應時(shí)間，是響應速度最快的定位元件。此外，它們還能夠產(chǎn)生以亞納米量級為步長(cháng)的運動(dòng)。因此，采用這種器件進(jìn)行產(chǎn)品設計的公司的數量急劇增加也就不足為奇了。

壓電致動(dòng)器要求高壓驅動(dòng)器能提供峰峰值為數百伏特的電壓。此外，由于典型的致動(dòng)器實(shí)質(zhì)上看起來(lái)像一個(gè)驅動(dòng)放大器的純電容，所以幾乎所有的功率消耗都為驅動(dòng)放大器帶來(lái)負擔。

縱觀(guān)大量的高速、小信號運算放大器，可看出許多放大器都具有數百兆赫的帶寬。但若設計目的是驅動(dòng)高速壓電器件，就必須同時(shí)兼顧速度和12V以上的電壓，這時(shí)放大器的可選擇范圍就急劇縮小。此外，選擇基于MOSFET單片放大器的設計還有許多有吸引力的優(yōu)勢。

這里的壓電致動(dòng)器電路在80kHz頻率下需要一個(gè)電壓峰峰值為300V的電源，以驅動(dòng)致動(dòng)器?？梢酝ㄟ^(guò)一個(gè)串聯(lián)了1Ω電阻的1nF電容來(lái)表示這個(gè)致動(dòng)器(圖1)。

圖1：在這個(gè)橋式電路配置中，兩個(gè)PA78驅動(dòng)壓電致動(dòng)器，PA78由-175V和-5V不對稱(chēng)電源供電。

選案評估

在決定哪種方案最適合驅動(dòng)壓電致動(dòng)器之前，我們需要根據應用情況，對幾種可選方案進(jìn)行評估。

單個(gè)放大器的方案：該方案的問(wèn)題主要在于成本。壓電致動(dòng)器要求電壓范圍為+150V到-150V，而市場(chǎng)上唯一滿(mǎn)足該要求的80kHz器件是混合型的，單價(jià)在100美元以上。

電平移動(dòng)式小信號放大器：如果一個(gè)設計從小信號放大器開(kāi)始，接下來(lái)再設計電平移動(dòng)，這將意味著(zhù)需要采用大量分立式元件從頭開(kāi)始構建設計。在這種情況下，非重復性工程的工作量非常大，設計時(shí)間很長(cháng)且成本很高。

高壓、高速、低電流MOSFET運算放大器IC：本設計選用的單片集成電路PA78利用A/B類(lèi)驅動(dòng)器級來(lái)驅動(dòng)輸出MOSFET，利用新型輸入級來(lái)獲得非常高的壓擺率(slew rate)，同時(shí)還消除了傳統運算放大器設計的高靜態(tài)電流。該設計需要采用兩個(gè)PA78。這種放大器單價(jià)大約為15美元，與混合型器件的100多美元相比，其費用得以大大降低。

圖1的橋式電路配置了兩個(gè)PA78。在這種配置中，放大器提供的輸出電壓擺幅是單個(gè)運算放大器的兩倍，壓擺率也增加了一倍。任何非線(xiàn)性都變成對稱(chēng)的，和單個(gè)放大器的電路相比，這能減少二次諧波失真。

由正弦信號源在80kHz下提供15V峰峰值信號來(lái)驅動(dòng)放大器對，放大器對再驅動(dòng)壓電致動(dòng)器。本例假設壓電致動(dòng)器的阻抗等于1Ω電阻和1nF電容的等效串聯(lián)阻抗。

在這個(gè)應用中，負載是浮空的，即負載完全沒(méi)有接地。當左邊的輸出V_OUTA從10V上升到160V(圖2a)，右邊輸出V_OUTB從160V降至10V(圖2b)時(shí)，負載上的電壓擺幅為300V(-150V到+150V)(圖2c)。

兩個(gè)放大器的輸出現在是反相的。橋式配置電路中兩個(gè)PA78的總增益為+20，因此需要向壓電致動(dòng)器提供所需的300V峰峰值電壓。由電阻R3和R4組成的反饋電路使兩個(gè)PA78模塊的輸出都以大約85V為中心。在圖1，一個(gè)雙源、非對稱(chēng)電源為兩個(gè)放大器模塊提供+175V和-5V電壓。

圖2：當圖1中左邊輸出VOUTA從10V上升到160V(圖2a)，右邊輸出VOUTB從160V降至10V(圖2b)時(shí)，負載上的電壓擺幅為300V(-150V到+150V)(圖2c)。

確定+V_S和-V_S的凈空余量

必須謹慎選擇+V_S和?CV_S的值，以確保在V_OUTA和V_OUTB發(fā)生正/負偏移(positive and negative excursions)期間有足夠的凈空(headroom)。輸出(V_OUTA-V_OUTB)的值在+150V到-150V之間擺動(dòng)。但在這種非對稱(chēng)源結構中，放大器的共模輸入范圍(CMR)的正負值在控制+V_S和?CV_S值上起著(zhù)重大作用。

在PA78的例子中，CMR的負值規定為?CV_S+3V，這意味著(zhù)輸入電壓與負電源軌之間的差值不應小于3V。因此，通過(guò)選擇?CV_S等于-5V，可讓V_OUTA和 V_OUTB(有10V的負偏移)與電源負軌之間的差值大于15V。CMR的正值為+V_S?C2V，這意味著(zhù)V_OUTA和V_OUTB的最大正偏移必須保持低于+V_S至少2V。

關(guān)于+V_S電源軌的第二個(gè)問(wèn)題是，模塊輸出峰值電流時(shí)輸出端的電壓降問(wèn)題。在這個(gè)應用中，峰值電流大約為75mA。從PA78規格手冊中一個(gè)稱(chēng)為“輸出電壓擺幅”的圖可知，如果輸出這個(gè)峰值電流，電壓將下降8V。2V和8V加起來(lái)就是10V，即+V_S必須超過(guò)150V的最大電壓擺幅至少10V。選擇175V的+V_S就意味著(zhù)具有15V的額外凈空余量。

對任何壓電致動(dòng)器電路而言，防止信號誤饋回到放大器至關(guān)重要。壓電傳感器能很容易地將機械能轉換為電能和將電能轉換機械能，因此傳感器如果受到撞擊，將產(chǎn)生大量回流到放大器輸出的能量。當然，這種能量的破壞性很大。不過(guò)，只要簡(jiǎn)單地在每個(gè)放大器的輸出端到其對應的電源軌之間連接幾個(gè)超高速二極管MUR160(CR1至CR4)，就可以為每個(gè)放大器提供保護。

圖3：計算最大功耗的等效電路圖。

功耗計算與散熱處理

壓電式拾音頭的負載阻抗由下式給出：

上式假定R=1Ω，C=1nF，ω=80kHz。

為計算每個(gè)模塊的最大功率，需要用到圖3給出的等效電路。首先，將圖1電路分為兩部分，每一部分都包含一個(gè)2nF電容和一個(gè)0.5Ω電阻，并假設虛線(xiàn)和符號代表接地。因為阻抗的實(shí)部(1Ω)與1989Ω的總容抗相比很小，可忽略不計。

在這個(gè)等效電路中，施加的電壓將等于施加在每個(gè)模塊上的總電壓的一半。

每一半的電路輸出驅動(dòng)一半的容抗負載，即994.5Ω。為確定功耗，首先要知道負載上電壓V和電流I之間的相位差。由于本例把負載作為一個(gè)純電容來(lái)建模，所以相位角φ等于90°。當存在電抗性負載，相位角大于40°時(shí)，可由下式計算最大功耗：

這里，V_S是每個(gè)電源的電壓幅值，Z_L等于負載阻抗。

因為負載是完全電抗性的，所以負載不消耗功耗，每個(gè)PA78放大器IC的功耗為5.18W。然后選擇散熱器，并確認每個(gè)PA78的溫度不超過(guò)的最大允許結溫。

HS27散熱器是為安裝PA78 IC而選擇的。每個(gè)散熱器的熱阻為5.3℃/W，正如我們已確定的，每個(gè)放大器的功耗為5.18W。

必須確認PA78內MOSFET器件的結溫不會(huì )超過(guò)安全值。常用的熱阻計算公式如下：

可以用散熱器的熱阻θ_HS代替θ_CA，上式變?yōu)椋?

我們需要利用上式求出T_J，以確認不會(huì )超過(guò)最大結溫。式(6)通過(guò)移項變?yōu)椋?

在這個(gè)例子中，根據PA78規格手冊，每個(gè)器件的功率是是5.18W，θ_JC為 5.5℃/W。散熱器的θ_HS為7.8℃/W，溫度比周?chē)h(huán)境高48.2℃。(散熱器熱阻是功率的函數，且接口界面的溫度升高)。

于是，可求得最大結溫為：

因此，實(shí)際的T_J不會(huì )高于93.9℃，遠低于PA78規格手冊規定的最大值150℃。當為高電抗性負載(比如壓電致動(dòng)器)提供高功率時(shí)，很有必要檢查耗散區和安全工作區。

過(guò)去，工業(yè)級的功率放大器不得不犧牲帶寬來(lái)保證單位增益的穩定性。雙極型的設計并非總能滿(mǎn)足要求嚴格的應用(比如本文討論的壓電致動(dòng)器設計)的線(xiàn)性要求，但在器件采用基于MOSFET的架構，可以改善這種狀況。