做了一個(gè)3KW碳化硅電源！(全稱(chēng)：碳化硅3KW圖騰柱PFC)

它能起到什么作用？具體參數是（第1章）？怎么設計出來(lái)的（第2章）？實(shí)測情況（第3章）？原理是（第4章）？開(kāi)源網(wǎng)址入口（第5章）？下文一一為你解答！

1.基礎參數

• 雙主控設計：CW32+IVCC1102

• 輸入：AC 110V~270V 20Amax

• 輸出：DC 350V-430V 20Amax

• 功率：3000W

• 設計功率：3500W

• 效率：98.5%

能用在哪些地方？

① 可以作為3KW LLC電源或者全橋可調電源的前級PFC環(huán)節；

② 可以制作常見(jiàn)的大功率產(chǎn)品，以及：車(chē)載OBC（車(chē)載充電機）、通信電源、UPS（不間斷電源）、?高頻DC-DC轉換器?……

實(shí)物演示：

2.設計圖

3.實(shí)測情況

3KW 10分鐘最大溫度為電感溫度，34.6度

3KW 120分鐘最大溫度為電感溫度，43.8度

最大功率3.5kW可以長(cháng)時(shí)間運行

效率曲線(xiàn)在98%附近

此時(shí)工頻管60mΩ內阻，高頻管27mΩ內阻，ciss 2nF

工頻管更換為30mΩ內阻，高頻管不變，測試結果：

3000/（231.2*13.15）=0.98675

效率從98%提升到98.675%

再更換高頻碳化硅，更換為15mΩ內阻，ciss 9nF，驅動(dòng)電阻Rg改為4.7Ω，經(jīng)測試：

3000/（230.8*13.25）=0.981，多出18W損耗

效率從98.675%降低到98.1%

下方超詳細原理解說(shuō)預警！

PS：如果你想跳過(guò)這部分，前往原工程【學(xué)習】【復刻】，可復制開(kāi)源網(wǎng)址：
https://oshwhub.com/leichaolin/3kw-totem-pole-pfc-with-silicon-

4.原理解說(shuō)

本章節會(huì )涉及……

PFC原理介紹、什么是PFC？為什么開(kāi)關(guān)電源中要使用FPC？有幾種PFC的形式？圖騰柱PFC高頻管不能用普通MOS？工作電流方向？發(fā)波邏輯？工作模式的區別？什么是碳化硅？為什么碳化硅需要正負電源驅動(dòng)？為什么輔助電源變壓器初級要加電容？為什么要隔離驅動(dòng)器？碳化硅MOS管怎么選擇？理論計算、波形分析……

有不對的地方歡迎批評指正~

一、PFC原理介紹（7個(gè)知識點(diǎn)）

1.1 什么是PFC？

要了解 PFC，我們必須首先定義功率因數。功率因數是以瓦特為單位的有功功率與視在功率之比。

有功功率是負載消耗的功率，視在功率是在電源和負載之間循環(huán)的功率。理想功率因數為 1，這意味著(zhù)不存在無(wú)功功率造成的損耗，所有視在功率都是有功功率。

開(kāi)關(guān)電源通常用于功率因數校正。開(kāi)關(guān)電源通常利用二極管橋將交流 (AC) 信號整流為直流 (DC) 信號。該二極管橋對交流信號進(jìn)行斬波，從而影響功率因數和總諧波失真 (THD)。

圖 1-1 和圖 1-2 顯示了功率因數為 1 和 0.69 的系統的波形。請注意，功率因數降低會(huì )導致峰值電流增加。

開(kāi)關(guān)轉換器拓撲用于有源功率因數校正，以提高功率效率和密度。

在過(guò)去的二十年中，最出色的拓撲之一是升壓PFC，它采用了單個(gè)低側 MOSFET、一個(gè)電感器、一個(gè)二極管。

為了實(shí)現高效的交流/直流轉換，MOSFET 柵極驅動(dòng)器必須滿(mǎn)足特定的要求才能有效驅動(dòng) MOSFET。這些驅動(dòng)器的一些要求包括峰值驅動(dòng)電流和開(kāi)關(guān)特性。由于PFC 需要高功率開(kāi)關(guān)，因此需要高驅動(dòng)電流。上升和下降時(shí)間以及傳播延遲等快速開(kāi)關(guān)特性可實(shí)現快速開(kāi)關(guān)轉換，從而減少損耗并提高效率。需要快速開(kāi)關(guān)轉換的原因在于 MOSFET 中的開(kāi)關(guān)損耗。

由于可以處理動(dòng)態(tài)電壓和電流，MOSFET 在導通和關(guān)斷期間效率很低。其他要求包括欠壓鎖定和噪聲處理能力。升壓 PFC 通常由單通道、低側、非隔離式柵極驅動(dòng)器驅動(dòng)，下圖為升壓PFC。

1.2 為什么開(kāi)關(guān)電源中要使用PFC？

相關(guān)規定，在超過(guò)一定功率的電器設備上必須加入PFC，提升電網(wǎng)質(zhì)量，如果不加入PFC，會(huì )影響到電網(wǎng)整體的效率波形等，導致其他用戶(hù)無(wú)法正常使用，功率因數（?PF）?是衡量電力被有效利用的程度，?其值越大，?表示電力利用率越高。?

開(kāi)關(guān)電源作為一種電容輸入型電路，?其電流和電壓之間的相位差會(huì )導致交換功率的損失。?為了減少這種損失，?提高電力利用效率，?開(kāi)關(guān)電源中引入了PFC電路。?PFC電路通過(guò)改善電源的功率因數，?使得電源在消耗有功功率的同時(shí)，?也能有效地管理無(wú)功功率，?從而減少電網(wǎng)上的無(wú)謂損耗，?提高電力系統的整體效率。

1.3 有哪幾種PFC的形式？

與傳統的升壓 PFC 相比，交錯式升壓 PFC 是一種更高效、更復雜的選擇。交錯式升壓 PFC 可提高系統效率，但會(huì )增加元件數量。

交錯式升壓系統的柵極驅動(dòng)器要求與升壓系統非常相似，只是第二個(gè) MOSFET 需要一個(gè)額外的通道。為了驅動(dòng)此拓撲所需的兩個(gè) MOSFET，通常使用雙通道低側柵極驅動(dòng)器，例如 UCC27624。下圖顯示了一個(gè)交錯式升壓電路示例。

由于第三代半導體的發(fā)展，圖騰柱無(wú)橋PFC開(kāi)始廣泛應用

傳統的 PFC 轉換器實(shí)現了無(wú)源二極管電橋以進(jìn)行整流，該技術(shù)現在稱(chēng)為無(wú)源 PFC 技術(shù)。

此類(lèi)方案的優(yōu)點(diǎn)為：設計簡(jiǎn)單，可靠性高，系統控制環(huán)路速度慢以及成本低。但缺點(diǎn)也很明顯：無(wú)源器件很重，功率因數低，并且會(huì )產(chǎn)生顯著(zhù)的功率損耗，從而導致散熱器體積龐大以及散熱量大。

通過(guò)進(jìn)一步調查發(fā)現，在寬電源應用的低壓線(xiàn)路上，輸入電橋大約消耗輸入功率的 2%。如果設計人員可以抑制串聯(lián)二極管之一，則可以節省輸入功率的 1%，從而使效率從 94% 上升至 95%。

由于上述缺點(diǎn)，橋式傳統 PFC 的額定功率被限制在數百瓦以下，尤其是在混合動(dòng)力電動(dòng)汽車(chē) (HEV) 或電動(dòng)汽車(chē) (EV) 中，其中小空間和小重量是關(guān)鍵設計參數。

因此，無(wú)橋架構趨勢日益明顯，這種架構消除了傳統的二極管電橋。OBC 基于硅功率器件，存在低效率、低功 率密度和高重量等限制。憑借 SiC MOSFET 的優(yōu)勢，設計人員可以利用快速開(kāi)關(guān)、低反向恢復電荷和低 RDS(ON) 的卓越性能，極大地改善這些限制。

1.4 為什么圖騰柱PFC高頻管只能用GaN和SiC，不能用普通MOS？

圖騰柱 PFC 中的固有問(wèn)題是交流電壓過(guò)零處的運行模式轉換。當交流輸入在過(guò)零處從正半線(xiàn)變?yōu)樨摪刖€(xiàn)時(shí)，低側高頻開(kāi)關(guān) SiC2 的占空比從 100% 變?yōu)?0%，SiC1 的占空比從 0% 變?yōu)?100%。

由于高側二極管（或 MOSFET 的體二極管）的反向恢復速度較慢，D2 的陰極電壓無(wú)法立即從接地跳變?yōu)橹绷髡妷海ㄟ@會(huì )導致較大的電流尖峰）。由于該問(wèn)題，設計人員無(wú)法在連續導通模式 (CCM) 圖騰柱 PFC 中使用 Si MOSFET。

因此，SiC1 和 SiC2必須是氮化鎵 (GaN) 或 SiC MOSFET 場(chǎng)效應晶體管 (FET)，具有低反向恢復，對于本項目，我們選擇了SiC。

1.5 圖騰柱PFC的工作電流方向是怎么樣的？

正半周期內的圖騰柱無(wú)橋 PFC 運行：(A) S2 開(kāi)啟時(shí) (B) S2 關(guān)斷時(shí)

負半周期內的圖騰柱無(wú)橋 PFC 運行：(A) S1 開(kāi)啟時(shí) (B) S1 關(guān)斷時(shí)

高頻 GaN FET 在 65kHz 的開(kāi)關(guān)頻率下運行，一對 Si MOSFET 在工頻（大約 45Hz 至 60Hz）下運行。因此，導通路徑包括一個(gè) GaN 開(kāi)關(guān)和一個(gè)低頻 Si 開(kāi)關(guān)，導通損耗顯著(zhù)降低。使用雙通道交錯技術(shù)以降低導通損耗和輸入電流紋波。測試結果表明效率高達 98.5% 以上。

1.6 圖騰柱PFC（CCM）的發(fā)波邏輯是怎么樣的，如何解決過(guò)零點(diǎn)尖峰？

發(fā)波邏輯：在交流電正半周時(shí)，主管PWM從低占空比到高占空比，再回到低占空比，讓電感電流呈現正弦波，而從管則相反互補。但是圖騰柱PFC有過(guò)零點(diǎn)電感電流換向尖峰問(wèn)題，為了改善電流波形，需要在過(guò)零點(diǎn)做特殊處理

上圖為圖騰柱驅動(dòng)波形，GDH和GDL為高頻管驅動(dòng)波形，SFL為低頻管驅動(dòng)波形，Inducor Current為電感電流，Crossover point為過(guò)零點(diǎn)。

在過(guò)零前，所有的四個(gè)門(mén)極驅動(dòng) GDL/GDH/SFL/SFH 的輸出被關(guān)閉，在過(guò)零后，高頻管的主動(dòng)管（SFL 或 SFH）先開(kāi)始工作。

不同于一開(kāi)始就進(jìn)行滿(mǎn)占空比輸出，主動(dòng)管的占空比從零開(kāi)始以 200kHz 的 PWM 頻率逐漸增大到滿(mǎn)占空比，直到死區時(shí)間結束。通過(guò)這種方式，高頻管可以在主動(dòng)管狀態(tài)與被動(dòng)管狀態(tài)之間進(jìn)行平滑的切換。

主動(dòng)管的軟啟動(dòng)會(huì )產(chǎn)生很平滑的電感電流來(lái)對低頻橋臂中點(diǎn)的寄生電容進(jìn)行放電，從而最小化或消除交流過(guò)零點(diǎn)的電流尖峰。低頻同步管通常是超級結的 MOSFET，其 Coss 會(huì )存儲很大的能量，導致很大的過(guò)零電流尖峰。過(guò)零死區時(shí)間是±100us，當交流采樣信號接近于 0V 并可能被噪聲干擾時(shí)，它可以防止潛在的短路發(fā)生。

1.7 PFC工作模式有什么區別？

PFC的主要工作模式有兩種，CRM（臨界導通模式）和CCM（連續導通模式），CRM廣泛應用在小功率300W左右的場(chǎng)合。

CRM模式PFC的特點(diǎn)主要包括以下幾點(diǎn)：?

功率開(kāi)關(guān)零電流導通：?在CRM模式下，?功率開(kāi)關(guān)在零電流的情況下導通，?這有助于減少開(kāi)關(guān)損耗，?提高效率。?

電感電流線(xiàn)性上升：?當開(kāi)關(guān)導通時(shí)，?電感電流線(xiàn)性上升。?

傳導干擾低頻段較高：?雖然使用CRM方式PFC的控制器可以實(shí)現簡(jiǎn)單的修改反饋部分，?但這種方式會(huì )導致傳導干擾在低頻段較高。?

可改變開(kāi)關(guān)頻率：?CRM模式允許在正弦波零跨越時(shí)改變開(kāi)關(guān)頻率，?并且可以使開(kāi)關(guān)頻率變得非常高，?但通常IC內部會(huì )對頻率上限進(jìn)行限制，?以防止EMI測試無(wú)法通過(guò)

CCM廣泛應用于大功率場(chǎng)合

CCM模式一個(gè)顯著(zhù)特點(diǎn)是其傳輸電流連續流動(dòng)，?幾乎為直流，?紋波也很小。?這種連續流動(dòng)的電感電流有助于減少開(kāi)關(guān)噪聲，?提高電源的效率和穩定性。?與DCM模式相比，?CCM模式更適合于大功率場(chǎng)合

二、碳化硅介紹以及正負電源設計（5個(gè)知識點(diǎn)）

2.1 什么是碳化硅？

碳化硅MOS管使用的是碳化硅（SiC）半導體材料，而普通MOS管使用的是硅材料。碳化硅具有高熔點(diǎn)、高硬度、高導熱性、高耐輻射性、高溫穩定性等優(yōu)異性能，而硅材料則沒(méi)有這些特性。?

在特性方面，碳化硅MOS管的切換速度更快，可以實(shí)現更高頻率、更高效率的功率轉換。它具有更高的電場(chǎng)強度和較低的導通電阻，抗電磁干擾性能更好，適用于高溫、大功率、高頻和高壓應用領(lǐng)域。?

在工作原理上，碳化硅MOS管具有較高的電場(chǎng)強度和較高的漏電流，在高壓條件下導通損耗會(huì )更小。普通MOS管的工作原理基于襯底注入概念或感應概念，而碳化硅MOS管則具有更高的電場(chǎng)強度和開(kāi)關(guān)速度。

2.2 為什么碳化硅需要正負電源驅動(dòng)？

SiC MOSFET在OBC DC/DC 系統中的應用場(chǎng)景多為高電壓和高開(kāi)關(guān)速率的場(chǎng)合，因而在開(kāi)關(guān)時(shí)的dVds/dt比普通Si MOSFET顯著(zhù)增加。

以橋式電路為例，在上管快速開(kāi)通、下管關(guān)斷時(shí)，下管的Vds會(huì )升高，此時(shí)電荷通過(guò)米勒電容 Cgd 轉移至下管門(mén)極，會(huì )造成門(mén)級電壓出現一個(gè)小的尖峰。根據廠(chǎng)家和溝道技術(shù)的不同，SiC MOSFET的閾值電壓一般為2V至5V。如果在這一過(guò)程中串擾造成的電壓抬升幅度超過(guò)了SiC MOSFET 開(kāi)通的閾值電壓，可能會(huì )造成下橋臂的誤開(kāi)通，從而導致上下橋臂直通，造成系統短路損壞等嚴重后果。

為了規避開(kāi)關(guān)過(guò)程中產(chǎn)生的橋臂直通風(fēng)險，通常SiC MOSFET需要使用正負壓驅動(dòng)，即通過(guò)負壓關(guān)斷確保關(guān)斷過(guò)程中即使出現小的電壓尖峰，也不會(huì )超過(guò)閾值電壓致使MOSFET開(kāi)通，下圖為需要輸入脈沖的輔助電源驅動(dòng)器。

本項目采用VPS8703B全橋驅動(dòng)芯片，其外圍只需匹配簡(jiǎn)單的輸入輸出濾波電容、隔離變壓器和整流電路，即可實(shí)現6~30V輸入電壓、多種輸出電壓、輸出功率1~10W的隔離電源。輸入電壓最大30V，可以適應較寬輸入電壓范圍，內部集成250Khz頻率。

通過(guò)變壓器輸出繞組即可得到隔離的正負電源，同時(shí)還可以為隔離電流采樣以及電壓采樣芯片供電。

2.3 為什么輔助電源變壓器初級要加電容？

全橋變壓器的正常工作需要滿(mǎn)足“伏秒平衡”的要求，即變壓器勵磁過(guò)程產(chǎn)生的伏-秒積應等于去磁過(guò)程產(chǎn)生的伏-秒積。如不相等，則可能會(huì )出現磁芯飽和的現象。

其中B表示為磁芯的磁通密度，H表示為磁芯內部的磁場(chǎng)強度。

當開(kāi)關(guān)管PM1和NM2開(kāi)通時(shí)，全橋變壓器處于“勵磁”階段，磁通密度將沿著(zhù)A至A’的箭頭方向持續增加，PWM1和PWM2關(guān)斷時(shí)刻，磁通密度將達到正向最大值A’，當開(kāi)關(guān)管PWM2和PWM1開(kāi)通時(shí)，全橋變壓器處于“去磁”階段，磁通密度將沿著(zhù)A’至A的箭頭方向持續減小，PM2和NM1關(guān)斷時(shí)刻，磁通密度將達到負向最大值A。

磁通密度B的大小主要由開(kāi)關(guān)管開(kāi)通過(guò)程變壓器原邊繞組的電壓幅值Vp和開(kāi)關(guān)管開(kāi)通時(shí)間Ton的乘積決定，即Vp*Ton，通常稱(chēng)之為“伏-秒積”。

變壓器的正常工作要求滿(mǎn)足“伏秒平衡”的原則，即變壓器勵磁過(guò)程產(chǎn)生的伏-秒積應等于去磁過(guò)程產(chǎn)生的伏-秒積。如不相等，則會(huì )出現偏磁現象，隨著(zhù)變換器的持續工作，偏磁能量的累積最終會(huì )導致磁芯的磁通密度向偏磁的方向逐漸增加而超出磁性元件的飽和磁密范圍，最終導致磁芯飽和無(wú)法正常工作。

一句話(huà)總結：沒(méi)有隔直電容可能導致偏磁，偏磁會(huì )導致磁飽和，磁飽和會(huì )導致電流急劇增大，燒毀器件，當然VPS8703帶有過(guò)流保護，可以不加電容，加電容可能會(huì )導致輸出電壓以及功率降低。

2.4 為什么要隔離驅動(dòng)器？

作為一種半導體集成電路 (IC)，隔離器件允許數據和電力在高壓和低壓?jiǎn)卧g傳輸，同時(shí)可以防止任何危險的直流電或不受控制的瞬態(tài)電流從電網(wǎng)中流出。一個(gè)眾所周知的例子便是雷擊。通過(guò)隔離可以打破在具有高能量流的電路中形成的接地環(huán)路。隔離方法有若干種。在所有隔離方法當中，電流隔離是針對巨大電位差提供保護的一種隔離方法。

由于圖騰柱PFC控制電路的地是跟隨輸入電壓的頻率進(jìn)行上下跳動(dòng)，因此PFC輸出電壓的采樣需要用高壓差分運放來(lái)進(jìn)行采樣。所有功率器件的驅動(dòng)需要使用隔離驅動(dòng)。

2.5 碳化硅MOS管怎么選擇？

選取碳化硅型號需要注意，Ciss，Corss，Qg等參數，由于碳化硅的開(kāi)關(guān)頻率較高，所以這些參數都會(huì )影響碳化硅的開(kāi)關(guān)損耗，以及Ron決定著(zhù)導通損耗，在使用驅動(dòng)器時(shí)，我們還應該注意驅動(dòng)電流，認真去計算，選取合適的Rg開(kāi)通電阻以及關(guān)斷電阻。

驅動(dòng)IC一般是通過(guò)拉電流 (source current)和灌電流(sink current)來(lái)給柵極電容充放電，從而實(shí)現MOSFET或IGBT的開(kāi)關(guān)的。

為了實(shí)現SiC MOSFET快速開(kāi)關(guān)的特性，以達到更低的開(kāi)關(guān)損耗和更高開(kāi)關(guān)頻率，通常會(huì )需要更大的驅動(dòng)電流。

通過(guò)觀(guān)察Vgs以及Vds我們可以判斷Rg的取值是否合理。

上圖的Vgs上升沿頂部有明顯的延遲，此時(shí)的Rg過(guò)大

上圖為調整Rg之后的波形，既無(wú)過(guò)沖，也無(wú)延遲，過(guò)沖會(huì )超過(guò)碳化硅的gs最大電壓，但是時(shí)間一般很短，碳化硅也是可以工作的，只是工作壽命會(huì )減少，在一些碳化硅的數據手冊里有指出過(guò)電壓的工作時(shí)間

上圖為開(kāi)通損耗和Rg取值的關(guān)系，下一章節會(huì )詳細介紹如何計算Rg

三、理論計算（7個(gè)知識點(diǎn)）

3.1 限流取樣電阻取值

合適的電阻值可以帶來(lái)合理范圍的功率保護，注意電阻的功率

3.2 電感取值計算

值得注意的是電感的感量要在20A直流偏置時(shí)還有70%的電感量，注意電感的規格書(shū)，本項目使用的是360uh電感，在20A時(shí)還有320uH感量

3.3 輸出電容計算

輸出電容盡量選擇多個(gè)并聯(lián)，還要記得計算泄放電阻的功率 ，在輸出端需要加上100nf的去耦電容，減小高頻紋波

3.4 場(chǎng)效應管驅動(dòng)電阻計算

驅動(dòng)電阻可以根據波形進(jìn)行調試，推薦10歐姆

3.5 開(kāi)關(guān)損耗以及導通損耗計算

在pfc硬開(kāi)關(guān)中，中小功率場(chǎng)合（1-10kw）開(kāi)關(guān)損耗和導通損耗持平，在大功率10kw以上時(shí)，導通損耗占主導，因為同步整流管zvs開(kāi)通關(guān)斷。

工頻由于頻率很低，導通損耗占主導。

開(kāi)關(guān)損耗和Vds上升時(shí)間和下降時(shí)間以及頻率有關(guān)。

3.6 電感磁芯損耗計算

磁芯損耗目前計算方式有很多種，最主要是斯坦梅茲公式還有就是磁芯廠(chǎng)家對材料測試給出的損耗公式，一般擬合而成。

鐵芯材料的 H(B為磁通密度，H為磁場(chǎng)強 度)磁滯回線(xiàn)是頻率／’的函數。鐵芯總損耗由 磁滯損耗、渦流損耗和剩余損耗3部分構成，高頻下 的剩余損耗主要包括尺寸共振、疇壁共振和自然共 振等引起的損耗_l ”，但其所占比例不大。

從動(dòng)態(tài) 磁滯回線(xiàn)可以看出，工作頻率越高，磁滯回環(huán)越大， 單位質(zhì)量的損耗就越大。采用損耗分離法描述變壓器的鐵芯損耗時(shí)，可將其分解為靜態(tài)磁滯損耗 、動(dòng)態(tài)渦流損耗 以及剩余損耗P 。

鐵芯的損耗密度(單位為w／kg)表示單位質(zhì)量 的鐵芯損耗，描述高頻損耗密度的經(jīng)典方法是斯坦梅茲(Steinmetz)公式

其中K為損耗系數，f為頻率，B為磁通密度，a和β為損耗常數。

3.7 補償零極點(diǎn)計算

本電路采用了二型補償器補償，有一個(gè)零點(diǎn)和一個(gè)極點(diǎn)，由于輸出電壓上有2倍工頻紋波，所以電壓采樣的穿越頻率我設置的是5Hz，減少對電路電壓環(huán)路的影響。

補償網(wǎng)絡(luò )的取值和輸出負載，電容的esr等都有關(guān)系，在實(shí)際中需要根據工作狀態(tài)的不同進(jìn)行調整，在上一個(gè)項目中，220/380v 可調電源設置電壓時(shí)，發(fā)現在5v以下時(shí)，eg1163s的輸出不穩定，Vgs波形出現大小波，測試環(huán)路的穿越頻率以及相位余量，降低環(huán)路響應，增加相位裕量，把10nf前饋電容改為20nf，解決調壓不穩的問(wèn)題

四、波形分析

【正文完】