三相集成GaN技術(shù)如何更大限度地提高電機驅動(dòng)器的性能

在應對消費類(lèi)電器、樓宇暖通空調(HVAC)系統和工業(yè)驅動(dòng)裝置的能耗挑戰中，業(yè)界積極響應，通過(guò)實(shí)施諸如季節性能效比(SEER)、最低能效標準(MEPS)、Energy Star 和Top Runner等項目推進(jìn)建立系統能效評級體系。

變頻驅動(dòng)器(VFD) 可為加熱和冷卻系統提供出色的系統效率，特別是在這些系統具有范圍非常寬的精確速度控制的情況下。VFD使用逆變器控制電機轉速，并進(jìn)行高頻脈寬調制(PWM)開(kāi)關(guān)，可獲得真正的可變速度控制。

雖然這些逆變器目前是使用絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)和金屬氧化物半導體場(chǎng)效應晶體管(MOSFET)作為電源開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現的，但由于總體損耗較高，開(kāi)關(guān)頻率和電力輸送受到限制。不過(guò)，隨著(zhù)寬帶隙技術(shù)的進(jìn)步，在電機驅動(dòng)器中使用基于氮化鎵(GaN) 的電源開(kāi)關(guān)有助于提高功率密度、電力輸送能力和效率。

1   GaN如何提高逆變器效率

GaN FET導致的導通損耗與GaN的導通狀態(tài)電阻成正比，這一點(diǎn)與MOSFET類(lèi)似。但對于IGBT，導通損耗取決于拐點(diǎn)電壓和動(dòng)態(tài)導通狀態(tài)電阻，這通常高于GaN FET或MOSFET。

在開(kāi)關(guān)損耗方面，與MOSFET和IGBT相比，GaNFET的損耗要低得多，原因是：

●   GaN 提供零反向恢復。通過(guò)零反向恢復，可以非常高的電流壓擺率(di/dt)和電壓壓擺率(dv/dt)切換GaN FET。在MOSFET 中，體二極管會(huì )出現較高的零反向恢復，從而限制開(kāi)關(guān)di/dt 和dv/dt，并導致額外的損耗和相位節點(diǎn)電壓振鈴。對于IGBT，即使添加經(jīng)過(guò)優(yōu)化的反向并聯(lián)二極管，仍然會(huì )帶來(lái)與反向恢復相關(guān)的難題。

●   關(guān)閉時(shí)，IGBT 會(huì )受到少數載流子復合電流( 通常稱(chēng)為尾電流) 的影響，該電流會(huì )增加關(guān)斷損耗。GaN沒(méi)有任何尾電流。

●   與IGBT 和MOSFET 相比，GaN 的電容更低，因此電容開(kāi)關(guān)損耗更低。

●   受控和更快的di/dt 和受控dv/dt 有助于優(yōu)化開(kāi)關(guān)期間的電壓- 電流重疊損耗。

圖1展示了在開(kāi)關(guān)頻率為20kHz、基于GaN的逆變器的相位節點(diǎn)電壓壓擺率限制為5 V/ns、環(huán)境溫度為55℃ 的情況下，基于GaN、IGBT 和MOSFET 的解決方案的逆變器效率理論比較?？梢钥吹?，GaN 解決方案可幫助將功率損耗至少降低一半。

圖1 GaN、MOSFET和IGBT解決方案的效率比較

圖2較了德州儀器(TI)DRV7308 三相GaN智能電源模塊(IPM) 和峰值電流額定值為5 A 的IGBTPM的效率。相應的值在以下條件下測得：電源電壓為300 Vpc、開(kāi)關(guān)頻率為20 kHz、環(huán)境溫度為25 ℃、風(fēng)扇電機電纜長(cháng)度為2 m、提供0.85 A 的均方根繞組電流和250 W 的逆變器輸出功率。GaN IPM 的壓擺率配置為5 V/ns。

圖2 250W應用中DRV7308和IGBTIPM 的效率比較

2   使用GaN電源開(kāi)關(guān)提高電機性能

專(zhuān)為高速電機或電感較低的電機而設計的永磁同步電機通常需要高PWM頻率，以減少電流紋波并實(shí)現出色的電機性能。終端設備示例包括吹風(fēng)機、鼓風(fēng)機和泵。電機繞組中較高的電流紋波會(huì )導致不必要的扭矩紋波，增加銅和磁芯損耗，并導致開(kāi)關(guān)期間檢測到的平均電機電流不準確。

基于MOSFET或IGBT的IPM的額定使用頻率通常為20kHz；但是，由于開(kāi)關(guān)損耗較高，它們通常用于較低的開(kāi)關(guān)頻率(6 kHz 至16 kHz)。由于GaN即使在較低的dv/dt下也能提供低得多的開(kāi)關(guān)損耗，因此能夠以高得多的頻率進(jìn)行開(kāi)關(guān)以提高電機效率和性能。

圖3展示了DRV7308的功能方框圖，此器件集成了針對所有GaN FET 且具有相位節點(diǎn)電壓壓擺率控制功能的前置驅動(dòng)器。DRV7308 有助于在Quad Flat Nolead(QFN)12 mm×12 mm 封裝內的三相調制、場(chǎng)定向控制驅動(dòng)的250 W 電機驅動(dòng)應用中實(shí)現超過(guò)99% 的逆變器效率，無(wú)需散熱器。

3   在電機驅動(dòng)器中使用GaN時(shí)的設計注意事項

設計人員通常必須考慮dv/dt 對電機絕緣、軸承壽命、電磁干擾(EMI) 和可靠性的影響。

DRV7308 包含一個(gè)集成前置驅動(dòng)器壓擺率控制電路，此電路控制相位節點(diǎn)上的dv/dt?？梢詫簲[率設置控制在5 V/ns 以下，并在電機繞組絕緣和開(kāi)關(guān)損耗優(yōu)化之間權衡配置壓擺率。DRV7308 的較低壓擺率設置涵蓋了現有IGBT 提供的范圍，而較高的壓擺率有助于將開(kāi)關(guān)損耗保持在低得多的值。

圖3 DRV7308功能方框圖

圖4和圖5展示了DRV7308在1A負載、300V、10V/ns壓擺率設置和2m電機電纜條件下的相位節點(diǎn)開(kāi)關(guān)電壓。具有較低寄生效應的GaN FET零反向恢復和前置驅動(dòng)器壓擺率控制有助于實(shí)現干凈的電壓開(kāi)關(guān)波形。

圖4 使用2m電纜和風(fēng)扇電機時(shí)的相節點(diǎn)電壓上升壓擺率

圖5 使用2m電纜和風(fēng)扇電機時(shí)的相節點(diǎn)電壓下降壓擺率

4   對系統效率的影響

空調和制冷系統通常需要變化很大的速度控制，以實(shí)現更高的壓縮機和加熱系統效率。死區時(shí)間大于1 μs且傳播延遲大于500 ns 的傳統IPM 會(huì )限制最大和最小工作PWM占空比，并縮小運行速度范圍。較長(cháng)的死區時(shí)間還會(huì )降低電機的可用電壓，并且要增加電機電流才能實(shí)現相同的電力輸送。

DRV7308提供自適應死區時(shí)間，最大死區時(shí)間小于200ns，傳播延遲低于200ns，可幫助設計人員擴大工作PWM占空比范圍，從而擴大速度范圍，同時(shí)還提高電機的可用電壓。例如，能夠在空調系統中實(shí)現從超低到高速的轉換，有助于設計人員在啟動(dòng)時(shí)設置最高速度，從而使系統更快地制冷和制熱。然后，在達到設定的溫度后，設計人員可根據空調負載的變化，使用更精細的低速和容量控制。這種更精細、更出色的負載點(diǎn)控制有助于提高系統效率。

超低死區時(shí)間和傳播延遲以及低傳播延遲失配特性可實(shí)現精確的平均電流檢測，從而提高控制精度，尤其是對于場(chǎng)定向控制驅動(dòng)。圖6展示了傳播延遲對平均電流檢測精度的影響。在PWM期間，在PWM導通時(shí)間段的中間對電流進(jìn)行采樣將獲得每個(gè)PWM周期中的平均電機電流。圖6 還展示了傳播延遲如何使電流檢測偏離中值。電流檢測誤差( ▲I ) 取決于傳播延遲、施加的電壓、PWM開(kāi)關(guān)頻率和電機電感。對于低電感電機，誤差將很高。電流檢測誤差還會(huì )影響無(wú)傳感器控制驅動(dòng)器中的電機位置檢測( 估算器) 精度。電機位置估算誤差會(huì )導致電機效率降低。

DRV7308 具備超低傳播延遲和傳播延遲失配，有助于實(shí)現精確的平均電流檢測并提高電機效率。

圖6 傳播延遲對電流檢測精度的影響

5   對可聞噪聲的影響

在電機驅動(dòng)系統中，導致可聞噪聲的主要來(lái)源之一是電流失真引起的扭矩紋波。對于電機，電流失真取決于多個(gè)因素，包括PWM頻率、死區時(shí)間和電流檢測精度。與基于IGBT 或MOSFET 的解決方案相比，DRV7308可顯著(zhù)降低開(kāi)關(guān)損耗，并實(shí)現更高的PWM 頻率。在較高的開(kāi)關(guān)頻率下，較低的繞組電流紋波可實(shí)現較低的扭矩紋波，超出了可聞頻率范圍。

在基于IGBT 和MOSFET 的系統中，死區時(shí)間為1 μs 到2 μs 或更長(cháng)，導致相當高的電機電流失真。死區時(shí)間失真以每60 度電角出現一次，并導致電流波形上的第六次諧波，這通常位于可聞頻率范圍內。DRV7308的自適應死區時(shí)間邏輯可實(shí)現短于200 ns 的死區時(shí)間，從而實(shí)現超低的電流失真，進(jìn)而降低可聞噪聲。

圖7比較了在死區時(shí)間為0.2 μs的情況下測試DRV7308時(shí)的電機繞組電流總諧波失真(THD)，以及在死區時(shí)間為2.5 μs 的情況下測試IGBT IPM 時(shí)的電機繞組電流總諧波失真。與IGBT IPM 相比，DRV7308 失真非常低。由于低占空比或低逆變器調制指數，死區時(shí)間的影響更大，因此在輸送功率較低時(shí)，IGBT IPM 的這種失真將呈指數級升高。

圖7 電機電流THD在不同死區時(shí)間下的比較

6   傳導發(fā)射和輻射發(fā)射的注意事項

傳導和輻射發(fā)射取決于開(kāi)關(guān)頻率、dv/dt、di/dt、開(kāi)關(guān)電壓振蕩和反射以及開(kāi)關(guān)電流環(huán)路面積。

DRV7308 整合了多種設計技術(shù)和印刷電路板(PCB)布局選項，以解決EMI 和電磁兼容性問(wèn)題：

●   PWM開(kāi)關(guān)頻率。開(kāi)關(guān)頻率越高，對EMI頻譜的影響越大。較高的開(kāi)關(guān)頻率有助于降低電流紋波和電容器要求，從而滿(mǎn)足傳導發(fā)射要求。DRV7308 提供寬范圍開(kāi)關(guān)頻率，從極低值到高達60 kHz。設計人員可以根據系統性能和EMI 要求選擇合適的頻率。

●   dv/dt。DRV7308 前置驅動(dòng)器能夠控制相位節點(diǎn)開(kāi)關(guān)壓擺率，以滿(mǎn)足EMI要求。

●   di/dt。由于GaN 具有零反向恢復和低寄生效應，可以提供更好的開(kāi)關(guān)性能，而不會(huì )在開(kāi)關(guān)期間在相位節點(diǎn)上產(chǎn)生電壓過(guò)沖和振蕩。圖4 和圖5 顯示了DRV7308的干凈開(kāi)關(guān)，這意味著(zhù)EMI更低。

●   較小的開(kāi)關(guān)電流環(huán)路面積。本地去耦電容器將在開(kāi)關(guān)期間提供脈沖電流。DRV7308 的設計使得到直流電壓去耦電容器(Cvm) 的開(kāi)關(guān)電流環(huán)路面積非常小，如圖8中所示。

圖8 DRV7308的典型布局參考(展示了較小的電流環(huán)路面積)

7   對解決方案尺寸的影響

除了封裝尺寸小和無(wú)需散熱器外，DRV7308 還提供高度集成功能，包括一個(gè)用于電機電流檢測的運算放大器、三個(gè)用于電流限制的比較器、一個(gè)溫度傳感器和一套保護功能。與基于IGBT 或MOSFET 的解決方案相比，這些集成使逆變器電路板尺寸減小多達55%。

尺寸的減小還支持在靠近電機的位置集成逆變器，這在風(fēng)扇、風(fēng)機和泵等用例中非常有用，并且無(wú)需從逆變器板到電機的布線(xiàn)。鑒于無(wú)需使用電纜，還能避免電纜電容造成的開(kāi)關(guān)損耗，并減輕長(cháng)電纜引起的傳導和輻射EMI。

8   具有保護功能的可靠系統設計

GaN需要更快、更可靠的過(guò)流保護來(lái)消除飽和。集成保護可消除寄生效應的影響，并提供大約幾百納秒的更快響應。逆變器和電機需要過(guò)流保護來(lái)消除過(guò)載狀況下的熱失控。

230VAc線(xiàn)路供電的電機驅動(dòng)器可根據交流線(xiàn)路的電壓容差或使用有源功率因數校正電路提供高達450Voc整流直流總線(xiàn)電壓。逆變器需要設計為采用450V 工作電壓。如果電機產(chǎn)生的反電動(dòng)勢超過(guò)電源電壓或存在電感反沖，則一些電機驅動(dòng)器需要在短時(shí)間內處理更高的電壓。逆變器可能還需要處理更高的關(guān)斷狀態(tài)阻斷電壓，以防止在輸入線(xiàn)路電壓浪涌或電快速瞬變事件等過(guò)壓情況下造成損壞。

DRV7308采用集成漏源電壓保護設計，可在過(guò)流事件期間保護GaN FET。該器件還集成了過(guò)流比較器，可實(shí)現逐周期電流限制，專(zhuān)為具有650 V 關(guān)斷狀態(tài)阻斷電壓額定值的450 V 工作電壓設計。其他保護功能可監控欠壓、過(guò)流和引腳對引腳短路等故障情況。

9   結束語(yǔ)

DRV7308等基于GaN的IPM不斷進(jìn)步，將持續助力提高電器和HVAC 系統電機驅動(dòng)器的功率密度、電力輸送能力和效率，同時(shí)節省系統成本并提高可靠性。

（本文來(lái)源于《EEPW》202409）