一種基于隔離電源的CMOS整流電路的設計

金云頤，張國俊 （電子科技大學(xué)?電子薄膜與集成器件國家重點(diǎn)實(shí)驗室，成都?610054）

摘? 要：介紹了一種適用于隔離電源的CMOS全波整流電路，其工作頻率為187 MHz。該全波整流電路利用自 舉技術(shù)和動(dòng)態(tài)體偏置的結構來(lái)降低MOS管的有效閾值電壓，并且使反向漏電流最小化，以達到提高的電壓轉 換效率和功率轉換效率目的，進(jìn)而提高隔離電源系統的轉化效率。  

該電路設計基于CSMC 0.35 μm BCD工藝，并通過(guò)EDA工具實(shí)現整體電路仿真與驗證。當隔離電源輸入 /輸出電壓均為5 V時(shí)，整流電路的電壓轉換效率和功率轉換效率分別為78.8%和75.3%，隔離電源系統轉換效率 為39.8%。 

關(guān)鍵詞：全波整流；自舉技術(shù)；隔離電源；效率

0  引言 

隔離電源已廣泛應用于醫療、礦井、安防和軍事等 領(lǐng)域^[1-3]，對于電源的安全性和可靠性，以及信號傳輸 的穩定性和準確性都有了更高的保障?；诳招疚⑿捅?膜片式變壓器的隔離電源具有隔離性能好、磁抗擾度 高、體積小、可單片集成等優(yōu)點(diǎn)，但其轉換效率始終不 高^[1-2]。因此，如何提高隔離電源的轉換效率是當前重 點(diǎn)研究的問(wèn)題。2011年，B.Chen等人提出一種使用微型 變壓器的全集成的隔離式DC-DC轉換器，采用肖特基 二極管作為整流器件，在滿(mǎn)足輸入/輸出為5 V/5 V的條 件下，其轉換效率為33%^[4]；2018年，尹瓏翔等人提出 了基于片上變壓器的隔離電源，同樣采用肖特基二極管 做為整流器件，在輸入/輸出為3.3 V/5 V的條件下，轉 換效率為35.6%^[5]。本文介紹了一種應用于隔離電源的 CMOS整流電路，其較高的電壓轉換效率與功率轉換可 以提高電源系統的轉換效率。

1  肖特基橋式整流電路與常用CMOS整流電路 

1.1 肖特基橋式整流電路 

大多數隔離電源中采用肖特基橋式整流電路，它利 用二極管的單向導通特性，即只允許電流在1個(gè)方向流 動(dòng)并阻止反向漏電，以達到將交流轉換成直流的目的。 

電壓轉換效率(VCE)和功率轉換效率(PCE)是整流 電路的2個(gè)重要參數，它們受電路拓撲、二極管器件參 數、輸入信號頻率和幅度以及輸出負載條件的影響。電 壓轉換效率VCE是輸出直流電壓VDC和輸入電壓幅度峰 值|VAC|的比值，將其定義為：

其中，VDO是沿整個(gè)整流電路導通路徑的總電壓 降。功率轉換效率是輸出功率與輸入功率的比值。我們 將整流器的功率轉換效率表示為：

其中，IOUT是輸出的直流電流，I_IN是總輸入電流。從公式推導中可以看出，V_DO對于V_CE和P_CE影響是很 大的，要獲得更好的整流特性，應降低V_DO的值。 

實(shí)際應用中，通常采用正向導通壓降較低的肖特基 二極管來(lái)實(shí)現，但肖特基二極管具有較大的反向漏電 流。在全波整流電路中，導通的每半個(gè)周期內存在2個(gè) 固定的肖特基二極管的正向導通壓降，這樣的損耗會(huì )影 響功率轉換效率，并且降低直流輸出的電壓值。同時(shí)， 考慮到制作肖特基二極管的工藝與標準CMOS工藝的兼 容性較差，故形成了采用CMOS結構來(lái)取代肖特基二極 管實(shí)現整流電路的趨勢。 

采用二極管連接的晶體管(DCT)實(shí)現CMOS整流器 是較為廣泛的選擇，其有效導通電壓接近MOS管的閾值 電壓，小于通用PN結二極管，但大于肖特基二極管的 閾值電壓。因此，要實(shí)現高的PCE和VCE，必須對二極 管連接的MOS結構進(jìn)行閾值消除^[6]。圖1(a)所示為差分 驅動(dòng)的CMOS整流器，由4個(gè)MOS管構成，在兩個(gè)分支 電路中，每個(gè)NMOS管與另一個(gè)PMOS管交叉連接到交 流輸入。當輸入電壓小于輸出電壓時(shí)，PMOS管上存在 反向漏電，從而降低了功率轉換效率?？梢岳梅聪蚵?電為耦合電容C1、C2進(jìn)行充電，以減小輸入/輸出之間 的瞬時(shí)電壓差，抑制反向電流，提高轉換效率。同時(shí)， 柵極交叉耦合的結構相較于二極管連接結構，其電壓擺 幅大大提高。但由于PMOS管閾值電壓的存在，該結構 無(wú)法實(shí)現良好的電壓轉換率。 

為了獲得更好的電壓轉換效率，利用自舉技術(shù)^[7]來(lái) 降低PMOS管的有效閾值電壓，如圖1(b)所示。由M3、 M5、M7、C1和M4、M6、M8、C2構成自舉二極管^[7]，利用較小的自舉電容C1/C2來(lái)降低主傳輸路徑上M2/M4 晶體管的有效閾值電壓，相比一般DCT結構具有更低的 有效閾值電壓。從而可在較低電壓環(huán)境下應用，并且具 有較寬的電壓輸出范圍。 

如圖1(b)所示，在電源VAC的正半周期，二極管連接 的晶體管M5在VAC逐漸增大的階段產(chǎn)生輔助路徑以對輸 出電容CL充電，直到：

在對輸出節點(diǎn)充電時(shí)，自舉電容C1也通過(guò)二極管連 接的晶體管M7充電，并且C1兩端的電壓上升為：

將M3管的柵極-源極電壓定義為： 

在M3管的柵極-源極電壓V_SG2 到達其閾值電壓V_TH2 之前，M3將始終保持截止狀態(tài)；當V_SG3 大于V_TH3 時(shí)， M3管將開(kāi)始導通，并對輸出節點(diǎn)進(jìn)行充電。此時(shí)有：

聯(lián)立式(4)，可得：

從式(7)中可以看出，M2管的有效閾值電壓得到了降低。

2  改進(jìn)的整流電路 

2.1 結構分析 

在前文提及的基于自舉技術(shù)的CMOS整流器的結構 上進(jìn)行改進(jìn)，提出一種新的全波整流器的結構，如圖2 所示。該結構結合了差分驅動(dòng)CMOS^[8]、自舉電容、有 效閾值消除和動(dòng)態(tài) 體偏置等技術(shù)的優(yōu) 點(diǎn)，可以獲得更好 的PCE和VCE。

M1~M4為差 分CMOS結構，是 整個(gè)整流電路的 主體部分。其中， M3、M5、M7與 C1構成自舉電容部分，用于消除M3的有效閾值電壓，其工作原理與圖1(b) 中所示的自舉電容的工作原理類(lèi)似，有：

自舉電容與M9、M11、M13和M15共同完成整流電 路的閾值消除。其中M15以差分模式連接，M13以二極 管形式連接，并且M13控制M9和M11的開(kāi)啟和管斷。在 電源V_AC的正半周期(V_AC+)，M9管關(guān)斷，M11管導通， 輸入通過(guò)二極管連接的M5對輸出電容C_L充電，同時(shí)通 過(guò)二極管鏈接的M7管為自舉電容C₁充電，以此激活消 除M3閾值的自舉電容電路。類(lèi)似地，在V_AC-期間，M9 導通，M11管關(guān)斷，輸出通過(guò)差模晶體管M15直接連接 到地，此時(shí)M3管的柵極-漏極電壓為零，使得通過(guò)M3 的反向泄漏最小。同時(shí)，由于M11管關(guān)斷，C₁上的電荷 通過(guò)M17和M19非常緩慢地釋放，使得C₁上的電壓長(cháng)期 保持穩定，在下一個(gè)正半周期來(lái)臨時(shí)，C₁兩端仍有較高 電壓以降低M3管的有效閾值電壓。

整流主傳輸路徑上的PMOS晶體管M3/M4和 輔助電流輸出的M5/M6管，會(huì )為V_X節點(diǎn)貢獻相 對較大的緩沖寄生電容，影響V_X節點(diǎn)處的直流 電壓V_DC的穩定性。在V_AC、V_X、V_OUT處，不同的 直流電壓和交流電壓會(huì )使PMOS晶體管M3/M4 和M5/M6的源極或漏極處于浮空狀態(tài)。由于浮空的源極或漏極存在，導通的晶體管不能接收到電路中 最高的電位，進(jìn)而導致體效應、漏電流、和閂鎖效應的 產(chǎn)生。因此，將動(dòng)態(tài)體偏置結構^[9]加到M3、M5和M4、 M6的柵源兩端，使PMOS晶體管的襯底始終保持高電 平，可以有效改善體效應、漏電流和閂鎖效應。同時(shí)， 由于動(dòng)態(tài)偏置結構的尺寸較小，當節點(diǎn)V_AC±處電壓大 于節點(diǎn)V_X的電壓時(shí)，M22/M24、M26/M28管導通并有 電流流過(guò)，使M3/M4、M5/M6管的體電位上升，有利 于管子的快速開(kāi)啟，電路通過(guò)M5/M6對電容CL充電，抬 升輸出節點(diǎn)V_OUT的直流電壓。當節點(diǎn)V_AC±處電壓小于 節點(diǎn)V_X的電壓時(shí)的情況也是類(lèi)似的。動(dòng)態(tài)體偏置結構有 效改善PMOS器件的體效應和反向漏電流，減小功率損 耗，從而獲得更高的輸出電平、電壓轉換效率VCE和功 率轉換效率PCE^[10]。 

2.2 仿真結果及分析 

直流輸出電壓V_OUT、電壓轉換效率V_CE和功率轉換 效率P_CE是考察整流器性能的常用指標。為驗證所提出 的整流器結構的性能效果，我們分別對 差分驅動(dòng)整流器、基于自舉技術(shù)的整流 電路(Boostrsped)和提出的改進(jìn)型整流電 路(Proposed)進(jìn)行仿真驗證。在并聯(lián)負載 CL=10.1 μF和RL=40 Ω條件下，當正弦電 壓源的輸入幅值為5 V、頻率為187 MHz 時(shí)，有最大負載電流147 mA。表1總結了 改進(jìn)后的整流電路中各元器件參數，其 中晶體管尺寸采用0.35 μm進(jìn)行歸一化。 

圖3(a)為三種整流電路在不同的交流 輸入的情況下所對應的電壓轉換效率曲 線(xiàn)。從圖中可以看出，當輸入電壓峰值 大于0.7 V時(shí)，整流器開(kāi)始工作，并且在 較寬的輸入范圍內有較高的V_CE。當輸入峰值電壓為5 V時(shí)，改進(jìn)后的整流電路的V_CE為78.8%，與前兩種 結構相比有顯著(zhù)提高，并且比基于自舉技術(shù)的整流電 路有3%的提高。圖3(a)為三種整流電路在不同的交流 輸入的情況下所對應的功率轉換效率曲線(xiàn)。當輸入電 壓峰值為5 V時(shí)，改進(jìn)后的整流電路的功率轉換效率為 75.3%。由于改進(jìn)后的整流器有效降低了M3/M4的反向 漏電流和有效閾值電壓，故電路獲得了更為良好的VCE和PCE。 

為了驗證改進(jìn)后的整流電路是否能在系統中穩定工 作，將其放在隔離電源系統中進(jìn)行仿真驗證。檢測系 統是否有穩定輸出。系統采用CSMC 0.35 μm BCD工藝 庫文件在Hspice環(huán)境中完成總體仿真。電源系統有從輸 入到輸出有2種方式，分別為輸入/輸出為5 V/5 V與3.3 V/3.3 V，系統振蕩頻率為187 MHz。從仿真效果圖可知，隔離電源具有良好的穩定輸出。 

為了更好的了解功率轉換效率的變化，我們分別對 輸入/輸出電壓均為3.3 V和輸入/輸出電壓均為5 V兩種 模式做效率仿真，并將統計數據繪制圖表，結果如圖4 所示。 

隨著(zhù)負載電流IRL的增大，隔離電源系統的功率轉化 效率增大，直到因負載電流過(guò)大而導致效率值降低。當輸入/輸出均為5 V，且電流大于40 mA時(shí)，系統效率逐 漸趨于穩定在39%左右，峰值效率在125 mA處取得， 為39.8%；當輸入/輸出均為3.3V，且電流大于30 mA 時(shí)，效率逐漸趨于穩定在36%左右，峰值效率在120 mA處取得，為36.4%。與文獻^[2]中所述的隔離電源效 率相比，采用改進(jìn)型的隔離電源系統效率有4%左右的 提升；與ADI公司推出的ADuM540xW系列隔離產(chǎn)品相 比，系統效率有5%左右的提升^[11-12]。

3  結論 

本文設計了一種適用于隔離電源的高頻 CMOS整流電路，其工作頻率為187 MHz。整 流電路采用了差分驅動(dòng)CMOS、自舉電容、有 效閾值消除和動(dòng)態(tài)偏置等技術(shù)，結合各個(gè)技術(shù) 的優(yōu)點(diǎn)，有效提高了整流電路的電壓轉換效率 和功率轉換效率，并且能應用于隔離電源系 統中。

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 本文來(lái)源于科技期刊《電子產(chǎn)品世界》2020年第03期第50頁(yè)，歡迎您寫(xiě)論文時(shí)引用，并注明出處。