采用隔離降壓拓撲結構建立 工業(yè)應用隔離電源

　　簡(jiǎn)介

　　工業(yè)電源應用一般需要高輸入電壓。標準電壓為24 V、36 V和48 V。用于工業(yè)應用電源電路的DC/DC步降(降壓)開(kāi)關(guān)穩壓控制器需要滿(mǎn)足噪聲、電涌和斷電環(huán)境下穩定可靠的性能要求。

　　工業(yè)系統電源要求通常相當復雜，往往需要通過(guò)電流隔離滿(mǎn)足安全標準，并抑制噪聲敏感應用接地環(huán)路干擾。

　　例如，PLC和I/O模塊等新型工廠(chǎng)自動(dòng)化系統中，不斷增加I/O通道數量提高傳感精度。因此，不同電壓之間隔離是數/模信號隔離或通道間隔離，防止公共接地噪聲干擾的首選。

　　采用反激式電源轉換器生成偏壓電源所需各種電壓是實(shí)現這類(lèi)隔離電源的傳統方法。反激式設計一般采用變壓器初級和次級線(xiàn)圈不對稱(chēng)匝數比，以及光電耦合器和用于反饋調節的基準或輔助繞組。此外，反激式轉換器需要精心設計補償電路以保證穩定性，從而造成設計過(guò)程繁瑣，大量元器件構成的解決方案體積龐大，成本高。

　　本文介紹一種更簡(jiǎn)便的方法不采用反激式拓撲結構實(shí)現隔離電壓。

　　隔離式同步降壓轉換器

　　隔離式降壓轉換器采用帶有耦合電感線(xiàn)圈的同步降壓轉換器生成隔離輸出(見(jiàn)圖1)。由于變壓器初級和次級匝數比更加匹配，采用這種拓撲結構的隔離式轉換器可利用體積更小的變壓器實(shí)現等效能量傳輸。由于次級輸出與初級調節輸出電壓緊密相符，因此不需要光耦合器或輔助繞組，有助于減小解決方案尺寸并降低成本。

　　圖 1. 生成兩路輸出的隔離式降壓轉換器

　　這種拓撲結構具有以下優(yōu)點(diǎn)：

　　· 便于生成正負隔離電源

　　· 初級側電源可為負載供電，不必與VIN隔離

　　· 與傳統反激式方法相比設計更加簡(jiǎn)單

　　· 解決方案組件數量比傳統反激式拓撲結構少，尺寸更小

　　為展示這種電源設計的簡(jiǎn)易性，我們以SiC462為例，該器件是6 A系列全集成同步降壓穩壓器中的一款產(chǎn)品。由于出色的硅片(MOSFET和驅動(dòng)器)和封裝設計技術(shù)，這些器件具有很高的功率轉換效率和功率密度，并減小寄生效應。

　　根據型號，本系列中使用的功率級可提供3 A至10 A連續電流。輸出電壓可在0.8 V至0.9 * Vin之間調節，輸入范圍4.5 V至60 V。這些器件具有豐富的功能，如多種輸出工作電流極低的省電模式、可調工作頻率、快速瞬態(tài)響應、逐周電流限制、可調電流限制、過(guò)壓保護(OVP)、過(guò)溫保護(OTP)、欠壓保護(UVP)、電源良好信號正常、跟蹤、排序、最小工作頻率25 kHz，以避免可聞噪聲的超聲模式、軟啟動(dòng)等，輸入輸出采用全陶瓷電容解決方案。這種靈活性便于我們設計生成兩路輸出，單路隔離，具有良好調節輸出的電源。

　　這種設計的基本要求如下：

　　· Vin: 32 V至56 V

　　· Vout: 2 A時(shí)為12 V，1A時(shí)為隔離5 V(稱(chēng)為Iso +5)

　　· 最小負載：滿(mǎn)載值的10%

　　該設計基于雙繞組電感降壓穩壓器。電感“反激”電路用于生成另一路輸出。這是一種連續反激式設計，SiC462始終以全同步模式工作，即使無(wú)負載條件下。這是因為穩壓器具有“模式”選擇功能。這種功能允許在不同模式下工作，取決于具體要求。兩種工作模式：“節電”模式，這種情況下穩壓器進(jìn)入深度不連續工作，能量每秒只傳送到輸出端幾次，而“連續模式”則在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期傳送能量。輕載連續工作效率不高;不過(guò)，這種工作模式可以改善瞬態(tài)響應，并且可在輕載或零負載條件下增加反激繞組。

　　圖3中，電感器L1由高溫粉末環(huán)形磁芯組成，“初級”和“次級”雙線(xiàn)繞組分別為24圈和16圈。這個(gè)電感器是專(zhuān)門(mén)為這個(gè)項目設計的(非標)，并且是在我們的實(shí)驗室中搭建的。由于穩壓器主環(huán)路控制電壓Vout，因此低邊開(kāi)關(guān)導通時(shí)，電感器兩端電壓保持恒定，如圖2A所示。

　　圖 2A. MOSFET導通時(shí)常規降壓轉換器工作狀態(tài)  

圖 2B.“反激式變壓器”取代電感器

　　如圖2B所示，當低邊開(kāi)關(guān)導通時(shí)，電路變?yōu)楹?jiǎn)單的半調節反激電路。初級繞組為24圈，電壓為12 V / 24圈= 0.5 V每圈。

　　根據反激繞組，16圈x 0.5 V每圈= 8 V。圖3中考慮到二極管D1下降0.65 V，我們得出的結果為7.35 V。此外，繞組DCR和反激式變壓器耦合系數也產(chǎn)生壓降。因此所得結果約為6.5V。注意，L1旁邊的“藍點(diǎn)”表示圖2B和圖3中繞組的相位?，F在，我們使用“反激式變壓器”與“電感器”互換。

　　從下面性能特征可以看出(見(jiàn)圖6A和6B)，這種設計中輸入電容應力大大增加。由于存在漏感，反激輸出端使用的二極管D1兩端需要加一個(gè)由C27和R17組成的緩沖電路。LX節點(diǎn)到電源地需要加一個(gè)由C17和R8組成的緩沖電路，以限制SiC462受到器件寄生效應產(chǎn)生的電壓峰值的影響。

　　圖 3. 雙輸出穩壓器電路圖

　　反激繞組對電路工作的作用是使電感低于標稱(chēng)值。以下是示波器顯示的各種波形(電路網(wǎng)參見(jiàn)圖3，波形描述參見(jiàn)圖5)。

　　· CH1，黃色：電感電流;電感至Lx節點(diǎn)電流

　　· Ch2，藍色：Lx節點(diǎn)對地電壓

　　· Ch4，綠色：5 V回路與D1陽(yáng)極之間反激繞組電壓(L1 16圈繞組兩端)

　　以下是顯示電路工作狀態(tài)的部分示例波形。

　　圖 4. 45 Vin 處Iso +5無(wú)載，主 +12 0.2 A時(shí)的波形

　　圖4所示為連續電流模式下“正?！苯祲翰ㄐ?。平均電流為0.2 A。

　　現在，我們增加+12輸出(主繞組)電流，僅使+5 Iso負載電流為零：

　　圖 5. 45 Vin 處Iso +5無(wú)載，主 +12 2 A時(shí)的波形

　　上面圖5中，L1主繞組峰間電流保持不變，但平均電流增加。

　　現在，我們增加+5 Iso負載，而將主繞組電流降至零來(lái)增加反激繞組電流：

　　圖 6. 45 Vin 處Iso +5滿(mǎn)載(1 A)，主 +12 0.2 A時(shí)的波形

　　如圖4至圖6所示，反激電壓(C16兩端電壓)在各種工作條件要求下基本不變。

　　圖 6A. 45 Vin 處Iso +5為0A負載，+12為2A負載 圖 6B. 45 Vin 處Iso +5為1A負載，+12為2A負載

　　圖6A和6B中，我們用洋紅線(xiàn)表示高邊開(kāi)關(guān)峰值電流，它們與輸入電容的紋波電流相同。注意，當加載5V時(shí)，兩個(gè)圖中相同工作點(diǎn)電流峰值顯著(zhù)提高。為這種應用以及針對任何電磁兼容性(EMC)要求選擇輸入電容時(shí)，必須考慮這種增加的紋波電流。

　　如圖7所示，輸入電壓范圍內效率曲線(xiàn)非常平坦。

　　圖 7. 輸入電壓和負載范圍內效率曲線(xiàn)(包括次級開(kāi)關(guān)穩壓器U10)

　　如圖8所示，主 + 12V輸出各種負載條件下線(xiàn)性調整非常出色

　　圖 8. 各種輸出負載和線(xiàn)路電壓條件下主 + 12V輸出電壓調整

　　反激繞組C18兩端DC輸出電壓沒(méi)有得到很好調節。32至56V輸入范圍內可實(shí)現約10%線(xiàn)性調整。但是，如果輸入總線(xiàn)Vin范圍不如本設計例寬，實(shí)現3-4%線(xiàn)性調整對于應用目的來(lái)說(shuō)是比較合理的。如果線(xiàn)性調整要求更嚴格，或者在更寬的輸入電壓范圍內需要更好的性能，可以使用開(kāi)關(guān)穩壓器(圖2中的U10)抑或線(xiàn)性穩壓器。

　　結語(yǔ)

　　隨著(zhù)需要多個(gè)隔離電壓、浮動(dòng)偏置電壓和負輸出電壓，PLC和I/O模塊電源設計變得十分復雜。PLC廣泛用于工廠(chǎng)自動(dòng)化、樓宇自動(dòng)化和流程控制。柵極驅動(dòng)器、運算放大器和隔離通信接口，如RS-485、RS-232等，對不同隔離電源的要求需要更簡(jiǎn)單的方法生成這些電壓，同時(shí)滿(mǎn)足減少元件數量、縮小PCB尺寸以及低高度緊湊設計的要求。

　　這種模擬板設計是SiC462等高壓系列降壓穩壓器的推出實(shí)現新型設計的一個(gè)例子。