基于FPGA的級聯(lián)H橋多電平變流器CPS-PWM觸發(fā)脈沖快速生成

1 引言

CPS-SPWM技術(shù)由于具有等效開(kāi)關(guān)頻率高、輸出電壓諧波含量小、信號傳輸帶寬較寬及控制方法簡(jiǎn)單等優(yōu)良特性而被廣泛應用在級聯(lián)H橋多電平變流器中。

較典型的SPWM實(shí)現方法主要分為兩類(lèi)：自然采樣法和規則采樣法，而規則采樣法通常存在對稱(chēng)規則采樣和不對稱(chēng)規則采樣兩種方法。文獻提出基于不對稱(chēng)規則采樣法的GPS-SPWM實(shí)現方法，其結論為：相對于規則采樣法，采樣點(diǎn)和計算量增加了一倍；但變流器輸出電壓諧波含量卻大為減少，波形的不對稱(chēng)性也有所改善。

在此闡述了級聯(lián)H橋多電平變流器的CPS-PWM脈沖生成時(shí)序。在此基礎上，提出一種應用于級聯(lián)H橋多電平變流器，基于不對稱(chēng)規則采樣的CPS-SPWM觸發(fā)脈沖的快速、精確的生成方法。介紹了基于FPGA的級聯(lián)H橋多電平變流器的CPS-PWM觸發(fā)脈沖快速生成的實(shí)現方法。

2 CPS-SPWM觸發(fā)脈沖的生成時(shí)序

級聯(lián)H橋型多電平變流器的單相主電路結構如圖1所示，為分析方便，取級聯(lián)單元數N=5。元左、右橋臂上、下IGBT開(kāi)關(guān)器件；ux為各單元交流側輸出電壓；u為級聯(lián)裝置單相輸出總電壓；Udc為各單元直流側電壓。裝置采用基于CPS-SPWM的單極性開(kāi)關(guān)調制方法，各單元載波urx相互錯開(kāi)時(shí)間Ts=Tc／(2N)，其中Tc為載波周期。

各單元的脈沖生成時(shí)序如圖2所示。urx的相位與urx-相差180°，分別用來(lái)形成功率單元x的VTx1和VTx4的觸發(fā)脈沖；us為SPWM調制波。

如圖所示，在tn時(shí)刻(n=1，…，10；Ts為一個(gè)采樣周期，tk+1-tk=Ts)采樣調制波us，根據不同的采樣方法，依次生成SPWM觸發(fā)脈沖Px1，Px4，分別對應觸發(fā)VTx1和VTx4；VTx2，VTx3的觸發(fā)脈沖Px2，Px3分別與Px1，Px4相反，實(shí)際應用中加死區延時(shí)。
實(shí)際應用中，載波并不以具體波形存在，而代之以雙向計數器。這里定義計數器Tx1和Tx4分別對應載波urx和urx-；另設Tx1CMP和Tx4CMP分別為T(mén)x1和Tx4的比較寄存器。

3 CPS-SPWM觸發(fā)脈沖快速生成原理

不對稱(chēng)規則采樣方法是指在一個(gè)載波周期中的峰、谷各采樣一次調制波，如圖3所示。在t1時(shí)刻采樣us，計算占空比并加載至T11CMP，在t2時(shí)刻T11開(kāi)始增計數，當比較匹配時(shí)形成P11的下降沿；在t6時(shí)刻再次采樣us，計算占空比并更新T11CMP，在T11上溢時(shí)刻開(kāi)始減計數，當比較匹配時(shí)形成P11下一個(gè)脈沖的上升沿。

可見(jiàn)，依據此種方法生成的觸發(fā)脈沖，較理論上的脈沖延時(shí)亦僅為一個(gè)Ts，且由于在一個(gè)載波周期中兩次采樣正弦調制波，精度較高。該方法主要缺點(diǎn)是提高了采樣頻率，增加了計算工作量。但對于如圖2所示的級聯(lián)功率單元的觸發(fā)時(shí)序而言，該方法既沒(méi)有提高采樣頻率，又沒(méi)有增加計算量，具體分析如下：

根據圖3，對于生成同一個(gè)觸發(fā)脈沖，如P11，分別在t1和t6時(shí)刻都進(jìn)行了采樣，脈沖生成的采樣頻率比對稱(chēng)規則采樣法高出了1倍。但實(shí)際上，參照圖2所示的級聯(lián)單元脈沖生成時(shí)序，t6時(shí)刻也對應觸發(fā)脈沖P14生成的采樣時(shí)刻，因此，總體而言，采樣頻率沒(méi)有提高，只是同一采樣時(shí)刻要進(jìn)行兩個(gè)占空比值的計算，如t6時(shí)刻，分別要計算P14，P11的占空比D14，D11。只要證明此時(shí)D14等于D11即可說(shuō)明該方法無(wú)需增加計算量，證明如下：設TW11=D11Tc，TW14=D14Tc，顯然存在：(Tc-TW11)／2=(Tc-TW14)／2，解得TW11=TW14，也即D11=D14，由此可知，任何采樣時(shí)刻僅需進(jìn)行一次占空比計算，而無(wú)需增加額外的計算量。

P11和P14生成過(guò)程及時(shí)序為如圖4所示。在t1時(shí)刻，采樣us并計算D11(D14)，并加載到T11CMP和T14CMP，當下一個(gè)同步信號到達即t2時(shí)刻清零T11開(kāi)始增計數，生成P11的下降沿；同時(shí)，重載T14并開(kāi)始減計數，生成P14的上升沿。同理，在t6時(shí)刻，采樣us計算D14(D11)，并加載到T14CMP和T11CMP，在t7時(shí)刻分別清零T14開(kāi)始增計數，重載T11并開(kāi)始減計數，生成P14的下降沿和P11的上升沿。

參照圖2，整個(gè)級聯(lián)單元的脈沖生成時(shí)序為：
①t1，t2，t3，t4，t5時(shí)刻采樣依次生成的SPWM觸發(fā)脈沖為：P11↓(下降沿)和P14↑(上升沿)，P21↓和P24↑，P31↓和P34↑，P41↓和P44↑，P51↓和P54↑；
②t6，t7，t8，t9，t10時(shí)刻采樣依次生成的SPWM觸發(fā)脈沖為：P14↓和P11↑，P24↓和P21↑，P34↓和P31↑，P44↓和P41↑，P54↓和P51↑。

4 觸發(fā)脈沖快速生成的實(shí)現方法

為充分發(fā)揮上述級聯(lián)H橋變流器CPS-SPWM觸發(fā)脈沖快速生成方法的優(yōu)越性，采用規模大、集成度高、可靠性強、編程靈活的FPGA芯片EP2C20／EP2C5，來(lái)完成觸發(fā)脈沖生成及其他包括分配、傳輸、驅動(dòng)、邏輯綜合與控制等功能。

實(shí)際工程中，觸發(fā)脈沖生成由兩部分組成，即頂層觸發(fā)監控模塊、底層脈沖生成模塊，兩模塊之間采用光纖通訊模式，具體闡述如下：

(1)頂層觸發(fā)監控模塊 觸發(fā)監控模塊主要負責觸發(fā)脈沖占空比、同步信號、控制命令、底層控制參數等信息的下發(fā)；采集處理底層控制系統的功率單元運行狀態(tài)以及邏輯綜合、故障處理等任務(wù)，控制結構原理如圖5所示。

通信模塊(2)是整個(gè)觸發(fā)監控系統中的關(guān)鍵性環(huán)節，主要承擔的任務(wù)有：①接收模塊(1)的譯碼控制命令，判斷命令類(lèi)型；②同步信號的編碼、下發(fā)；③接收底層控制系統上傳的各功率單元運行狀態(tài)信息，存儲到RAM2相應存儲單元中并傳輸到故障處理模塊；接收故障模塊向底層控制系統發(fā)出的故障處理命令。

(2)底層脈沖生成模塊 底層脈沖生成模塊除負責脈沖生成、驅動(dòng)控制任務(wù)外，還擔負著(zhù)整個(gè)功率單元的通信和故障處理任務(wù)。該模塊主要由脈沖生成單元、通信單元及IPM驅動(dòng)接口電路等幾部分組成。脈沖形成單元負責CPS-SPWM觸發(fā)脈沖的生成任務(wù)。脈沖生成的原理在前文中已經(jīng)作了詳細的介紹，這里將重點(diǎn)介紹各功率單元的底層控制系統脈沖生成的過(guò)程，如圖6所示。

脈沖形成單元主要由載波形成模塊和比較模塊兩大部分組成：載波形成模塊用來(lái)形成三角載波。比較模塊的主要任務(wù)是生成IGBT觸發(fā)脈沖。即將存放在Tx1CMP／Tx4CMP中的占空比數據與Tx1／TX4中的載波數據進(jìn)行比較，輸出PWM觸發(fā)脈沖。需要說(shuō)明的是，Tx1CMP／Tx4CMP中的數據在對Tx1／Tx4進(jìn)行清零或重載的同時(shí)，進(jìn)行數據更新(重載)。

5 實(shí)驗

實(shí)驗模型參照圖1，直流側電壓Udc=90 V，載波頻率1／Tc=1．28 kHz，采樣周期Ts=78．125μs。脈沖傳輸采用編碼方式，傳輸延時(shí)Ttr≈5μs。實(shí)驗波形如圖7所示。

圖7a，b分別為基于對稱(chēng)和不對稱(chēng)規則采樣法的輸出電壓u及調制波us的波形?？梢?jiàn)，基于對稱(chēng)規則采樣法的u滯后us約5 ms；而基于不對稱(chēng)規則采樣法的u滯后us約3 ms，具有較快的生成速度。

6 結論

理論分析和實(shí)驗結果表明：此處所述基于不對稱(chēng)規則采樣法的CPS-SPWM脈沖生成方法，相對基于對稱(chēng)規則采樣法的CPS-SPWM脈沖生成方法，既沒(méi)有增加采樣頻率，也沒(méi)有增加計算工作量，具有較快的生成速度。此外，由于采用了基于FPGA的CPS-SPWM脈沖生成的實(shí)現方法，為上述CPS-SPWM脈沖的快速生成提供了重要保障。