三相雙向PWM整流器模型與控制電路設計

摘要 為解決傳統多脈沖變壓整流器架構復雜，功率因數隨著(zhù)電壓頻率增加，輸入功率因素也相應減少的問(wèn)題。文中采用高頻功率變換技術(shù)，對PWM整流器的模型與控制電路設計方法進(jìn)行了分析，并在此基礎上介紹了主電路參數的設計。并通過(guò)仿真和試驗結果表明，文中所述設計的PWM整流器，達到了抑制諧波電流的目的，并可滿(mǎn)足直流側電壓的抗干擾性和動(dòng)態(tài)穩態(tài)性能，為PWM整流器參數的設計提供了參考。

雖然多脈沖變壓整流器具有簡(jiǎn)單可靠等優(yōu)點(diǎn)，但如果為了減小輸入電流諧波含量，要求脈沖數量盡可能多，隨著(zhù)脈沖數量的增多，多脈沖變壓整流器的結構將變得復雜。同時(shí)，由于在多脈沖變壓整流器的輸入端加入了濾波電感，當輸入電壓頻率增加時(shí)，其輸入功率因數也要減小。PWM整流器采用高頻功率變換技術(shù)，能夠有效的減小設備的體積、重量，且在一定頻率范圍內輸入電流基本上正弦，且輸入功率因數基本為1，且不受頻率變化的影響，另外能量也可雙向流動(dòng)。

1 模型與控制電路設計

三相雙向整流器主電路結構如圖1所示，采用三相電壓源逆變器實(shí)現能量雙向流動(dòng)。三相交流母線(xiàn)電壓波形如圖2所示，在一個(gè)周期內根據交流母線(xiàn)相電壓的過(guò)零點(diǎn)劃分為6個(gè)區間。

PWM整流器的控制方法采用簡(jiǎn)單空間矢量下單周控制方法。該控制電路包含4個(gè)部分：區間劃分電路、電流選擇電路、驅動(dòng)選擇電路和單周控制電路。

(1)區間劃分電路。用于進(jìn)行三相電壓區間劃分，檢測三相輸入電壓矢量處于哪個(gè)區間。該部分由3個(gè)結構相同的電壓比較器U1A、U1B和U2A組成，通過(guò)輸入電壓與零電平比較進(jìn)行區間劃分。

(2)輸入電流選擇電路。根據電壓矢量區間劃分信號選擇輸入的電源電流以確定ip、in相對應的值。

(3)驅動(dòng)選擇電路。根據電壓矢量區間劃分信號確定Qp、Qn相對應的控制主電路開(kāi)關(guān)的導通和關(guān)斷的驅動(dòng)信號。

(4)單周控制電路，是整個(gè)控制電路的核心，控制算法運算的單元。

由于主電路采用橋式結構，為防止上下橋臂發(fā)生直通的現象必須加入死區電路，死區形成電路如圖3所示。

在三相三橋臂三相三線(xiàn)制和三相四橋臂三相四線(xiàn)制有源電力濾波器中，均需要采樣電壓為三相電源電壓Va、Vb、Vc和直流側電容電壓E。三相電源電壓Va、 Vb、Vc采用電壓傳感器得到，能夠實(shí)現主電路與控制電路的電氣隔離，采樣電路共3路，結構相同，其中一路的電路如圖4所示，直流側電容電壓E采用采樣電阻分壓得到。

2 電路參數設計

為了系統能夠穩定運行，功率主電路直流側電容電壓必須滿(mǎn)足一定條件。首先，直流側電壓必須足夠高以保證系統工作在升壓模式;第二直流側電容電壓如果過(guò)高會(huì )提高器件的耐壓定額，增加系統成本，同時(shí)也降低系統的可靠性;第三直流側電壓過(guò)高會(huì )造成系統局部不穩定。直流側電容電壓的取值范圍為

本系統中電網(wǎng)電壓ua=ub=uc=(115±15%)V(有效值)，由式(1)可得，直流側電容電壓取值為360 V

直流側電容的主要作用有：(1)緩沖整流器交流側與直流側負載建的能量交換，且穩定直流側電壓。(2)抑制直流側諧波電壓。一般而言，從滿(mǎn)足電壓環(huán)控制的跟隨性指標看，直流側電容應盡量小，以滿(mǎn)足直流側電壓的快速跟隨控制;從滿(mǎn)足電壓環(huán)控制的抗擾性指標分析，直流側電容應盡量大，以限制負載擾動(dòng)時(shí)的直流電壓動(dòng)態(tài)壓降。

由跟隨性指標可根據式(2)求得直流側電容容量的上限值

實(shí)際上，式(4)的條件一般不能滿(mǎn)足，因此應根據實(shí)際情況考慮。

在本系統中，要求紋波電壓△E不超過(guò)直流側平均電壓E的2%，即△E=2%×E，直流側平均電壓E通過(guò)PI調節器設置為380～450 V，PWM整流器的功率PN(t)為6 kW，電源為ua=ub=uc=(115±15%)V(有效值)/400 Hz。在實(shí)際電路中采用兩個(gè)相同的電解電容(470μF/450 V)并聯(lián)構成直流側電容。

PWM整流器的容量S=3UI，U為電網(wǎng)相電壓有效值，I為電網(wǎng)輸出相電流有效值。PWM整流器容量為6 kVA，電網(wǎng)額定相電壓有效值為115 V。因此，可求得三相電網(wǎng)相電流峰值為25 A。

按照主電路電流電壓要求，并留取一定余量，考慮到功率器件的開(kāi)關(guān)速度、驅動(dòng)電路的簡(jiǎn)潔、散熱快、安裝方便，選用6MBP75RA060 IPM智能模塊，額定電流為75 A，額定工作直流電壓為600 V。

交流側電感根據式(5)選取，選取電感值為0.8 mH。

3 仿真與試驗結果

采用上述設計方法的仿真結果如圖5和圖6所示。

如圖5和圖6所示，當負載在從電網(wǎng)吸收能量和向電網(wǎng)反饋能量?jì)煞N工作狀態(tài)轉換時(shí)，三相交流輸入電流能夠平滑的轉換。在兩種模式下，三相交流輸入電流均為近似正弦，當負載在從電網(wǎng)吸收能量工作狀態(tài)時(shí)，三相交流輸入電流與三相交流輸入電壓同相，整流器工作在整流模式從電網(wǎng)吸收能量;當為向電網(wǎng)反饋能量工作狀態(tài)時(shí)，三相交流輸入電流與三相交流輸入電壓反相，整流器工作在逆變模式向電網(wǎng)回饋能量。Vm的變化反映了整流器工作模式的變化，當負載穩定工作時(shí)Vm為一常量，當負載由從電網(wǎng)吸收能量電向電網(wǎng)反饋能量時(shí)Vm減小;當負載向電網(wǎng)反饋能量到從電網(wǎng)吸收能量時(shí)Vm增大。

實(shí)驗波形如圖7和圖8所示，電壓衰減了10倍，電流為20 mV對應1 A。圖7為負載從電網(wǎng)吸收能量時(shí)A相輸入電壓和A相輸入電流的實(shí)驗波形;圖8為負載向電網(wǎng)反饋能量時(shí)A相輸入電壓和A相輸入電流的實(shí)驗波形。由圖7可知，負載從電網(wǎng)吸收能量時(shí)，A相輸入電流為與A相電壓同相的正弦波;由圖8可知，負載向電網(wǎng)反饋能量時(shí)，A相輸入電流為與A相電壓反相的正弦波。

4 結束語(yǔ)

由仿真和試驗結果可知，按本文所述方法設計的PWM整流器，網(wǎng)側電流波形基本保持正弦，且輸入功率因數基本為1，不受頻率變化的影響，另外能量也可雙向流動(dòng)。由此表明，本文給出的控制電路設計方法和參數設計，可達到抑制諧波電流的目的，滿(mǎn)足直流側電壓的抗干擾性和動(dòng)態(tài)穩態(tài)性能，為PWM整流器參數的設計提供了參考。