偽碼調相連續波雷達接收單元數字化研究
加入技術(shù)交流群
2．1．2 模數轉換器的選擇
本系統設計的數字化接收單元中需要對視頻放大器的輸出直接進(jìn)行采樣，在視頻放大器的輸出信號中含有偽碼成分，如果一個(gè)偽碼周期中一個(gè)碼元的寬度是0．33μs，則偽碼的帶寬在3 MHz左右，為了防止采到偽碼的上升沿和下降沿決定用9 MHz的采樣頻率對視頻回波進(jìn)行采樣，因為原信號處理中的A／D變換器是對多普勒信號進(jìn)行采樣，因此如果用原來(lái)的A／D變換器顯然不能滿(mǎn)足對模擬信號采樣的采樣定理。AD6644的最高采樣頻率可以達到65 MHz，并且它是一個(gè)高速、高性能、單片的14位模數轉換器，采樣時(shí)鐘和模擬信號的差分輸入方式可以在很大程度上對噪聲進(jìn)行抑制。同時(shí)AD6644采用的三級子區式轉換結構，即保證了所需的轉換精度和轉換速度，又降低了功耗，也減小了模片尺寸。因此采用AD6644作為整個(gè)數字化接收單元中的模數變換器。圖3給出了AD6644的系統框圖。本文引用地址：http://dyxdggzs.com/article/195889.htm
2．2 輸入及輸出部分設計
視頻回波的輸入電路主要完成兩部分功能：?jiǎn)味溯斎朕D差分輸入以抑制噪聲，降低共模電壓的影響；單端輸入部分設計了一個(gè)帶寬是4 MHz的二階有源巴特沃思低通濾波器，保證信號的譜純度同時(shí)抑制高頻噪聲。用AD公司的AD8132把單端輸入轉換成差分輸入。實(shí)際應用時(shí)需要給AD8132的反相輸入端加上與同相輸入端完全對稱(chēng)的電路以保證電路工作的穩定性，同時(shí)為了更好地去除高頻干擾，在差分的輸出端用無(wú)源低通濾波進(jìn)行了濾波，最后設計的模擬輸入電路圖如圖4所示。
由于9 MHz的時(shí)鐘信號不能由晶振直接產(chǎn)生，因此時(shí)鐘信號由DSP芯片提供，時(shí)鐘轉差分輸入由Mcl00EPT20D完成；AD6644_的數字輸出信號，應盡量減小容性負載，同時(shí)為了保證數據輸出端對總線(xiàn)的驅動(dòng)能力，在輸出端加了一個(gè)PHILIPS公司的74LVT245作為緩沖。為了保證過(guò)零比較的精度，提高抗干擾能力選擇LM239D做為過(guò)零比較器。
3 軟件設計
該數字化設計方案的所有數字處理過(guò)程都在DSP芯片內部實(shí)現，所以軟件設計質(zhì)量的高低直接決定了整個(gè)系統的處理性能。
軟件工作過(guò)程如下：加電以后系統先進(jìn)行初始化，同時(shí)產(chǎn)生9 MHz的采樣信號，然后啟動(dòng)DMA開(kāi)始數據的傳遞。由于DMA在傳輸數據時(shí)不占用內部運算單元，因此在進(jìn)行DMA傳輸的時(shí)候同時(shí)進(jìn)行上一幀數據的卷積運算，計算完卷積后，對每個(gè)距離單元抽樣得到的數據進(jìn)行MTI，然后再進(jìn)行目標識別的算法。由雷達的實(shí)際工作時(shí)序得到：在進(jìn)行卷積計算時(shí)會(huì )發(fā)生定時(shí)器的中斷，執行完定時(shí)器的ISR后回到卷積處繼續執行；在MTI以及目標識別的算法運行時(shí)會(huì )產(chǎn)生DMA的中斷，執行完DMA的ISR后回到卷積處重新依次執行，但是在執行完卷積運算后依然回到DMA中斷發(fā)生時(shí)的位置進(jìn)行運算。軟件設計框圖如圖5所示。
4 結 語(yǔ)
用此系統運行整個(gè)算法，分析實(shí)驗結果得到：開(kāi)機運行640 ms以后就可以得到各個(gè)距離單元運動(dòng)目標的速度以及類(lèi)別信息，比原系統的檢測速度提高30 9／6，同時(shí)增加了目標類(lèi)型分辨即目標識別功能；讓系統重復地識別同一種目標分析實(shí)驗數據得到：對單人這一類(lèi)目標的識別率達到了7O％，對單車(chē)的分辨率達到了75％，而對于多人的分辨率達到65％，多車(chē)的分辨率達到了60％。
綜合以上實(shí)驗數據可以肯定設計的硬件系統和軟件算法在實(shí)際使用中是有效的，因此本系統具有一定的推廣和使用價(jià)值。
評論