現代功率模塊及器件應用技術(shù)(7)

由風(fēng)扇的特性和散熱器的壓差曲線(xiàn)△p=f（Vair/t，L）或△p=f（Vair，L）可以得到空氣的流量，如圖54所示。它們的交點(diǎn)決定了散熱器的熱阻。

除了空氣的流量以外，Rthha還取決于散熱器上熱源(功率模塊)的分布及其位置。
如果需要對強制風(fēng)冷的散熱器剖面進(jìn)行優(yōu)化，則可以將其熱傳導與熱對流的函數對翼片的高度進(jìn) 積分。經(jīng)簡(jiǎn)化后可以得到式(42)

α為對流系數；
U為翼片的周長(cháng)；
λ為散熱器的熱傳導系數：
A為翼片的截面；
h為翼片的高度。
常常有數個(gè)散熱器共用一個(gè)風(fēng)扇的情形。在此情形下，散熱器既可以并聯(lián)(散熱器左右相鄰)，又可以串聯(lián)(散熱器在空氣流動(dòng)方向上前后相接)。
尤其是在熱串聯(lián)的情形下，例如，用標準GB電路(半橋模塊)的SKiiPPACK構成三相逆變器時(shí)，需要在傳熱設計中特別注意冷卻空氣會(huì )被前置的SKiiPPACK所加熱。
作為經(jīng)驗值，在空氣流量為300m3／h時(shí)，每kW功耗所導致的進(jìn)出口空氣溫差可達10℃左右。
8.5 水冷
對于功率模塊進(jìn)行水冷既可以用于特大功率的變流器(MW級)，又可以用于較小的功率，條件是系統本身已經(jīng)提供了循環(huán)水的裝置(例如，汽車(chē)驅動(dòng)、電解裝置、感應加熱等)。
如果冷卻介質(zhì)的熱量被直接釋放到環(huán)境大氣中，則冷卻介質(zhì)的進(jìn)口溫度多為50℃~70℃。在具有主動(dòng)制冷的工業(yè)裝置中也可以是15℃~25℃。
和空冷相比，散熱器的表面和冷卻介質(zhì)之間的溫差比較小。它可以從兩方面來(lái)加以利用：
1)提高功率，在負載循環(huán)變化時(shí)允許芯片產(chǎn)生更大的動(dòng)態(tài)溫差△Ti；
2)降低芯片的溫度，延長(cháng)壽命。
由于水具有較大的熱容量(比熱容Cp=4.187kJ／kgK)，所以它原則上優(yōu)于其他液體介質(zhì)，如油、乙二醇等。
然而，由于水可能會(huì )引起生銹和結凍，所以開(kāi)放式的或封閉式的純水循環(huán)系統極少被應用。
如果將水與醇相混合，則冷卻液的熱容量會(huì )下降(當入醇量為50％以及流體溫度為40℃時(shí)Cp=3.4kj／kSK)。另外，冷卻液的粘度和比重隨加醇的比例上升而上升，導致散熱器和冷卻液之間的熱阻Rthha急劇增加。例如，同純水相比，含50％醇的冷卻液熱阻會(huì )增加約50％~60%；而當醇含量為90％，時(shí)，熱阻會(huì )進(jìn)一步上升60％~70％。
為了防銹的目的，SEMIKRON的鋁制水冷散熱器要求醇的含量不低于10％。冷卻液的硬度不得超過(guò)6。當冷卻溫度大于60℃時(shí)，則建議使用循環(huán)式的冷卻液。
采用水冷時(shí)，帶功率模塊或SKiiPPACK的散熱器也叮以串聯(lián)。作為經(jīng)驗值，每個(gè)散熱器(例如，SEMIKRON用于SKiiPPACK的水冷散熱器)在流量為10L／min以及采用50％／50％的水醇混合液時(shí)，每kW功耗的進(jìn)出口溫差約為1.7K。

9 功率電路的設計
MOSFET、IGBT或SKiiPPACK模塊的功率電路可以由印刷線(xiàn)路板、銅線(xiàn)、導電銅排或鋁排構成，取決于模塊所開(kāi)關(guān)的電流和電壓等級。
除了常規的安裝規定以外，例如，爬距、電火花間隙或電流密度，由于系統的開(kāi)關(guān)時(shí)間極短，約在ns至μs范圍內，功率電路的設計還須滿(mǎn)足高頻技術(shù)的要求。
9.l 寄生電感和電容
圖55顯示了一個(gè)帶有寄生元件的IGBT變流器的換流回路。它由直流電壓源vd(對應于換流電壓vk)與兩個(gè)帶有驅動(dòng)器和反向二極管的IGBT開(kāi)關(guān)所組成。換流電壓由直流母線(xiàn)電容Cd所維持。外加電流iL從換流回路流出。

9.1.1 換流回路的總電感
在含有S1和D2的換流回路中，參與換流的總電感是L11，L61，L31，L41，L72，L52與L12之和。同理，在含有D1和S2的換流回路中，總電感是L11，L71，L51，L62，L32，L42與L72之和。
當S1或S2開(kāi)通時(shí)，換流回路的總電感緩沖了開(kāi)通過(guò)程，使S1或S2的開(kāi)通損耗得以降低。
但當S1和S2關(guān)斷以及在D1和D2反向恢復時(shí)，由于di／dt很高，回路電感會(huì )在晶體管和二極管中感應出開(kāi)關(guān)過(guò)電壓。這一效應使得關(guān)斷損耗增加，且功率半導體的電壓應力也隨之增加。
這一效應的負面影響在短路和過(guò)載時(shí)尤為突出。另外，當線(xiàn)路中還存在著(zhù)寄生電容時(shí)，可能會(huì )引起高頻振蕩。
因此，在采用硬開(kāi)關(guān)的變流器中，換流回路的總電感應當盡可能地小。除了L11和L12以外，其他部分的電感均為模塊的內部電感，用戶(hù)無(wú)法改變。所以，功率模塊制造商的責任在于通過(guò)不斷改善模塊的構造技術(shù)以使得其內部的電感最小化。
SEMIKRON在參數表中給出了模塊主電路端子之間的有效內部電感(例如，SKMIOOGBl23D的LCEmax=30nH）。
如果模塊僅含一個(gè)開(kāi)關(guān)(一只IGBT或MOS―FET加一只反向二極管)，則在其構成逆變器的一相時(shí)，應使兩個(gè)模塊之間的連線(xiàn)電感盡可能地小。
特別重要的是使直流母線(xiàn)回路的電感盡可能地小。這一方面取決于母線(xiàn)銅排的放置方式，另一方面取決于功率模塊與直流電路的連接方式。在實(shí)際的變流器結構中，層疊狀(平行且相互靠緊)的銅排系統得到了廣泛的應用。此類(lèi)結構可將銅排的電感降低至25~50nH的范圍。
雖然L11+L12對功率模塊也有影響，但可以通過(guò)在功率模塊的直流電路端子間并聯(lián)C、RC或RCD等緩沖電路來(lái)減小。在大多數情況下，一個(gè)由薄膜電容構成的簡(jiǎn)單C緩沖電路便足夠了，電容值約在0.1~2μF之間。
9.1.2 發(fā)射極或源極邊的電感
發(fā)射極或源極邊的電感L31及L32既位于功率電路，也位于晶體管的驅動(dòng)電路。
當晶體管的電流快速變化時(shí)，所感應的電壓將反饋到驅動(dòng)電路(發(fā)射極或源極反饋)。這一現象將延緩柵極 發(fā)射極電容在開(kāi)通時(shí)的充電速度以及在關(guān)斷時(shí)的放電速度，從而使開(kāi)關(guān)時(shí)間和損耗增加。
另外，如果在模塊附近發(fā)生負載短路，則發(fā)射極反饋現象可被用來(lái)限制集電極電流的di／dt.為了降低電感L31及L32，功率模塊往往在發(fā)射極處具有一個(gè)獨立的驅動(dòng)端子。
如果逆變器底部開(kāi)關(guān)的驅動(dòng)電路由一共用電源供電，則位于驅動(dòng)地線(xiàn)和直流電路負極之間的寄生電感可能會(huì )在對地回路中引起振蕩。為此，可在驅動(dòng)電源輸出端附加高頻穩定電路。對于大功率變流器來(lái)說(shuō)，可以采用隔離的獨立驅動(dòng)電路。
9.1.3 電感L21和L22
L31以及L32為驅動(dòng)器末極和晶體管之間的引線(xiàn)電感。它除了使驅動(dòng)電路的阻抗增加以外，還可能與晶體管的輸入電容一起引發(fā)振蕩。其解決辦法是在驅動(dòng)器末極和晶體管之間采用盡可能短的低電感引線(xiàn)。
9.1.4 電容
圖55中所示的電容Cxx表示了功率半導體的本征電容。它們隨電壓而變化，具有非線(xiàn)性的特性。它們構成了換流電容Ck的最小值。從原理上說(shuō)，它們有利于降低關(guān)斷過(guò)程中的損耗。
在開(kāi)通時(shí)，換流電容的充放電會(huì )引起附加損耗。在多數MOSFET的高頻應用中，這一現象應得到重視。
C11和C12還對柵極產(chǎn)生dv/dt的反饋效應。
器件的本征電容與開(kāi)關(guān)附近的電感一起可能會(huì )引發(fā)振蕩。
9.2 電磁干擾與對電網(wǎng)的干擾
9.2.1 變流器的過(guò)程
如果考察一個(gè)變流系統的運行過(guò)程，則功率模塊的開(kāi)關(guān)工作方式一方面會(huì )產(chǎn)生不受歡迎的電磁干擾，另一方面又完成能量傳遞及必要的信號處理過(guò)程，如圖56所示。

這一過(guò)程可以按能量的高低做進(jìn)一步的劃分。高能量過(guò)程可能會(huì )在電網(wǎng)和負載中引起電磁干擾，其頻率范圍在基波和10kHz之間。而低能量過(guò)程的頻率范圍則大致在10kHz~30MHz之間，主要產(chǎn)生輻射干擾且其傳遞無(wú)須借助導線(xiàn)。這里所提到的頻率范圍主要由所采用的測量方式所決定，并非完全對應于其物理數值。
變流器在低頻范圍內的下擾被稱(chēng)作電網(wǎng)回饋干擾，習慣上用電流的高次諧波分量來(lái)表達，直至2kHz。而大于10kHz的干擾則被稱(chēng)作無(wú)線(xiàn)電干擾，由于采用了選擇性的頻譜測量，所以多用干擾電壓的頻譜來(lái)表達，其單位是dB／μV。對于這一頻率范圍(功率模塊的開(kāi)關(guān)頻率多在此范圍)，目前正在討論建立一致的測量方法以及定義各極限值。有關(guān)這些干擾效應的討論還沒(méi)有取得完全一致的結論，因為，同樣的物理過(guò)程可以通過(guò)不同的觀(guān)察方式去描述。不同的定義，例如，零電流、對地電流或不對稱(chēng)干擾電壓，其區別僅在于所定義的頻率范圍不同，以及所有的開(kāi)關(guān)參數均和頻率相關(guān)而已。如同無(wú)線(xiàn)電干擾過(guò)程本身一樣，參數對頻率的依賴(lài)性是連續的，因而其過(guò)渡范圍也極其寬廣。
9.2.2 干擾電流的產(chǎn)生
所有的干擾源于功率模塊的開(kāi)關(guān)工作方式。利用圖57所示的等效換流問(wèn)路可以闡述干擾的產(chǎn)生。

在一個(gè)感性的換流過(guò)程中，開(kāi)關(guān)S1開(kāi)通時(shí)，開(kāi)關(guān)S2已處于導通狀態(tài)。
在硬開(kāi)關(guān)過(guò)程中(LK=LKmin，CK=CKmin），首先以di／dt進(jìn)行換流，該di／dt由S1的參數所給定。換流過(guò)程至S2的電流反向冀崾，該反向恢復電流的di／dt與回路中的有效電感以及有效電容CK一起觸發(fā)了電壓的換流過(guò)程并決定了電壓的dv／dt?；芈分械挠行щ娙菁此械挠行Φ仉娙軨Σ，與之并聯(lián)的還有換流電壓的對地阻抗。在換流過(guò)程開(kāi)始時(shí)，S1的di／dt在換流電容及其并聯(lián)網(wǎng)絡(luò )1中引起一個(gè)對稱(chēng)的電流idm。在換流過(guò)程接近結束時(shí)，S2的反向恢復di／dt以及可被視作電流源的L引起的dv/dt，并在換流電容CK的并聯(lián)網(wǎng)絡(luò )中引發(fā)了不對稱(chēng)電流icm。
如果增大LK，則可以使廾通過(guò)程變軟、di/dt減小、對稱(chēng)的干擾電流也隨之減小。但較大的LK會(huì )引起非對稱(chēng)干擾電流的增加。在換流過(guò)程開(kāi)始時(shí)，dv/dt是由S1的開(kāi)關(guān)特性所決定的。但在換流過(guò)程結束時(shí)，電壓會(huì )出現跳躍，并由S2的恢復特性所決定。將開(kāi)關(guān)變軟，直至零電流開(kāi)關(guān)模式，可以降低對稱(chēng)的干擾電流并改變對稱(chēng)電流的頻譜，但卻不能使其有效地減小。
一個(gè)容性的換流過(guò)程則始于開(kāi)關(guān)S1的關(guān)斷。在硬開(kāi)關(guān)過(guò)程中(CK=CKmin），并聯(lián)于換流電容的對地有效阻抗與開(kāi)關(guān)S1的參數一起決定了不對稱(chēng)電流的大小。電流換流過(guò)程出現于電壓換流過(guò)程之后，對稱(chēng)的干擾電流由S1的關(guān)斷特性以及S2的導通特性所決定。
通過(guò)增大CK可使得關(guān)斷過(guò)程變軟。關(guān)斷過(guò)程由電流的換流過(guò)程開(kāi)始，其di／dt由S1所決定，此時(shí)的電壓較低。延緩了的dv／dt可以降低電壓換流過(guò)程中的非對稱(chēng)電流。接下來(lái)，S2被打開(kāi)并決定了電流換流過(guò)程的di／dt。如果引入零電壓開(kāi)關(guān)模式，則該軟開(kāi)關(guān)將降低非對稱(chēng)的干擾電流，但對對稱(chēng)的干擾電流則無(wú)明顯的作用。而電容CK的增加會(huì )擴大其在容性分流器中的分流比例，從而降低了網(wǎng)絡(luò )1的對稱(chēng)千擾電流。所以，在ZVS模式下，采用相位控制的軟廾關(guān)變流線(xiàn)路可以降低非對稱(chēng)的干擾電流，而在ZCS模式下則降低對稱(chēng)的干擾電流。但在采用輔助的換流回路且交替使用ZVS和ZCS的軟開(kāi)關(guān)變流線(xiàn)路中，同硬開(kāi)關(guān)線(xiàn)路相比較，干擾電流并沒(méi)有明顯的降低。
9.2.3 傳播途徑
在測量無(wú)線(xiàn)電干擾電壓時(shí)，采用有選擇的測量方法來(lái)測量變流器的電網(wǎng)結點(diǎn)對大地的電壓波動(dòng)。標準的測量過(guò)程是借助于一個(gè)電網(wǎng)阻抗穩定網(wǎng)絡(luò )來(lái)測量對于參考地的電壓波動(dòng)。在研究電磁干擾頻率范圍內的對稱(chēng)與非對稱(chēng)干擾電流時(shí)，所有低頻范圍的簡(jiǎn)單開(kāi)關(guān)器件都可以通過(guò)附加的電感、電阻和電容來(lái)補充，以增強其對頻率的敏感度。
圖58顯示了一個(gè)簡(jiǎn)單的降壓斬波器，在這里電網(wǎng)阻抗穩定網(wǎng)絡(luò )(LISN)替代了圖57中的網(wǎng)絡(luò )1，而負載則替代了網(wǎng)絡(luò )2。

模塊則構成了S1和S2及其換流電感和電容的等效電路。前述的干擾電流在這里被簡(jiǎn)化為一個(gè)電流源，代表對稱(chēng)的干擾電流，以及一個(gè)電壓源，代表非對稱(chēng)的干擾電流。在兩個(gè)等效電源中，由測量而得到的半導體特性可以用時(shí)間函數來(lái)表示．如圖59所示。

9.3 預裝好的功率單元
SEMIKRON提供巾模塊、MiniSKiiP或KiiP構成的預裝好的功率單元。這些單元是根據上述原則設計的，并針對所采用的功率模塊特性進(jìn)行了優(yōu)化。
功率單元的功能為：
1)輸入整流器，由二極管、晶閘管或晶體管所組成；
2)疊片式直流母線(xiàn)，由三明治式導電銅排或鋁排、電解式電容或薄膜式電容、高頻抗擾電容、均壓和放電電阻所組成；
3)逆變器橋臂，由IGBT或MOSFET模塊以及SKiiPPACK所組成；
4)水冷或風(fēng)冷散熱器，風(fēng)扇可選；
5)驅動(dòng)板，包括保護功能、傳感器、電源和電位隔離部分。
在交貨前，功率單元將在準應用的條件下進(jìn)行測試。
9.3.1 采用MiniSKiiP的功率組件
圖60顯示了一個(gè)功率組件的方框圖和實(shí)物圖。該組件采用了MiniSKiiP8，在電網(wǎng)電壓為400V時(shí)，該組件的最大輸出功率可達15kW。

這一功率組件的核心部分是一塊印刷電路板，其上集成了SKiiP83ANBl5(二極管整流橋+制動(dòng)斬波器，代號ANB)或SKiiP83AHB15(晶閘管半控橋+制動(dòng)斬波器，代號AHB)、SKiiP83AC121(IGBT三相逆變器，額定電流120A／25℃，帶交流電流傳感器)、直流母線(xiàn)回路(700μF)、驅動(dòng)器(包含電位隔離、電源、過(guò)流保護、過(guò)溫保護和欠壓保護以及直流母線(xiàn)的充電電路(AHB型)。
通過(guò)MiniSKiiP器件以及其他的支撐點(diǎn)，可以將該印刷線(xiàn)路板安裝到散熱器上。
9.3.2SKiiP功率組件
如果客戶(hù)有要求，SKiiP功率組件可含一個(gè)或數個(gè)SKiiPPACK(也可以是并聯(lián))、三明治式直流母線(xiàn)電路、整流橋、風(fēng)扇以及附加的吸收電路。
圖61顯示了不同的直流母線(xiàn)電路結構，如垂直式或水平式。

在電網(wǎng)電壓230~690 V的范圍內，所有的SKiiPPACK均可構成SKiiP功率組件。采用并聯(lián)SKiiP的方式，組件的輸出功率可達MW級。同時(shí)，除了SEMIKRON所提供的標準散熱器以外，幾乎任何客戶(hù)提供的空冷或水冷散熱器均可以被采用。
圖62顯示了一個(gè)SKiiP功率組件，該組件用于電網(wǎng)電壓為690V(直流母線(xiàn)電壓叮達1200V)，含有三個(gè)具有光纖輸入的SKiiPPACK、三明治式的直流母線(xiàn)電路、以及一個(gè)軸流式風(fēng)扇。當開(kāi)關(guān)頻率為3kHz以及冷卻空氣的進(jìn)口溫度為35℃時(shí)，組件連續輸出電流的有效值(50Hz)可達250A，1min的過(guò)載能力為375A。
9.3.3 采用IGBT或MOSFET模塊的功率組件
如果某些應用不能用SKiiPPACK或Mini SKiiP功率組件，則可以采用模塊、驅動(dòng)板、標準散熱器以及疊片式直流母線(xiàn)電路來(lái)構成功率組件。這些組件也可以在準應用的條件下進(jìn)行測試。
上述功率組件已經(jīng)具備了子系統的特性。對于用戶(hù)和制造商來(lái)說(shuō)，這一點(diǎn)決定了組件的設計工作和模塊相比較有所不同。 (連載完)