設計電源管理電路時(shí)必需考慮的散熱問(wèn)題

高溫或內部功耗產(chǎn)生的過(guò)多熱量可能改變電子元件的特性并導致其關(guān)機、在指定工作范圍外工作，甚或出現故障。電源管理器件(及其相關(guān)電路)經(jīng)常會(huì )遇到這些問(wèn)題，因為輸入與負載之間的任何功耗都會(huì )導致器件發(fā)熱，所以必須將熱量從這些器件中驅散出來(lái)，使其進(jìn)入PCB、附近的元器件或周?chē)目諝?。即使在傳統高效的開(kāi)關(guān)電源中，當設計PCB和選擇外部元器件時(shí)，也都必須考慮散熱問(wèn)題。

設計電源管理電路時(shí)，在考察散熱問(wèn)題之前對熱傳遞進(jìn)行基本了解是很有幫助的。首先，熱量是一種能量，會(huì )由于兩個(gè)系統之間存在溫差而進(jìn)行傳輸。熱傳遞通過(guò)三種方式進(jìn)行：傳導、對流和輻射。當高溫器件接觸到低溫器件時(shí)，會(huì )發(fā)生傳導。高振幅的高溫原子與低溫材料的原子碰撞，從而增加低溫材料的動(dòng)能。這種動(dòng)能的增加導致高溫材料的溫度上升和低溫材料的溫度下降。

在對流中，熱傳遞發(fā)生在器件周?chē)目諝庵?。在自然對流中，物體加熱周?chē)目諝?，空氣受熱時(shí)膨脹形成真空，導致冷空氣取代熱空氣。因此形成循環(huán)氣流，不斷將器件的熱量傳輸給周?chē)目諝?。另一種形式是強制對流，例如風(fēng)扇主動(dòng)吹冷空氣，從而加速取代暖空氣。當物體將電磁波(熱輻射）發(fā)送至周?chē)h(huán)境時(shí)就會(huì )產(chǎn)生輻射。輻射熱量無(wú)需介質(zhì)傳遞(熱量可以通過(guò)真空輻射）。在PCB中，熱傳遞的主要方法是傳導，其次是對流。

下面的等式給出了以傳導方式熱傳遞的數學(xué)模型：

其中H是傳熱速率(單位為J/s)，K為材料的導熱系數，A為面積，(THCTL)為溫差，d為距離。當界面之間的接觸面積增大、溫差增大或界面之間的距離減少時(shí)，熱量傳導速度加快?？梢詫醾鬟f模擬成一個(gè)電路，方法是將能源(熱源或前面等式中的H）等同于電流源，高溫器件與低溫器件之間的溫差等同于電壓降，(K×A/d)部分作為導熱系數，或將倒數(EQ2)等同于熱阻(單位為℃/W）。通常熱阻表示為符號θ或Rθ或只表示為RA-B，其中A和B是發(fā)生傳熱的兩個(gè)器件。使用電路模擬重寫(xiě)熱傳遞速率等式，得到以下結果：

該模擬可以深入進(jìn)行，以描述器件的另一個(gè)熱屬性，稱(chēng)之為熱容。正如將熱阻模擬為電阻，可以將熱容(CT，單位為J/℃）模擬為電容。將熱容與熱阻并聯(lián)獲得熱阻抗(ZT)。圖1所示為傳導傳熱的簡(jiǎn)化RC模型。能源被模型化為電流源，熱阻抗被模型化為CT與RT并聯(lián)。

圖 1. 簡(jiǎn)化的熱阻抗模型。

在電路中，每個(gè)熱界面都有熱阻抗。熱阻抗因材料、幾何形狀、大小和方向的不同而各異。系統(或電路)的熱阻抗對環(huán)境溫度來(lái)說(shuō)有一個(gè)總熱阻抗，它可以分解為電路中每個(gè)元件的熱阻抗的并聯(lián)和串聯(lián)的組合。例如，在半導體器件中，晶粒(也稱(chēng)作結)與周?chē)諝?稱(chēng)作熱阻抗)之間的總熱阻抗，即由結到環(huán)境之間的熱阻抗(ZJ-A)，將是結構中每個(gè)單獨材料的單個(gè)熱阻抗的總和。

考慮到 在PCB上安裝的分立MOSFET。穩態(tài)熱阻抗(或熱阻RJ-A)是結到器件外殼的熱阻(RJ-C)、器件外殼到散熱器的熱阻(RC-S)與散熱器到空氣的熱阻(RS-A)之和。(RJ-A=RJ-C+RC-S+RS-A)。此外，還可以有并行的散熱路徑，例如從MOSFET結經(jīng)過(guò)器件外殼到PCB，再從PCB到環(huán)境溫度。

通常情況下，半導體制造商會(huì )給出結點(diǎn)到器件外殼的熱阻。另一方面，RC-S和RS-A主要取決于散熱器和PCB的屬性。許多因素會(huì )影響熱阻RC-A或RC-S，包括PCB的層數、到輔助面的過(guò)孔數、與其他器件的接近程度以及氣流速率。通常RJ-A會(huì )列在器件數據表中，但該數字是在特定測試板條件下得出的，因此僅適用于在相同條件下測量的器件之間的比較。

熱阻(RJA)是電子元器件的重要參數，因為它是器件散熱的指標(基于環(huán)境條件和 PCB布板)。換言之，RJ-A可以幫助我們根據環(huán)境條件和功耗估算工作結溫。

開(kāi)關(guān)電源中的散熱

電源管理電路中散熱考慮的典型示例，可以參考圖2所示美國國家半導體提供的LM3554電路。該器件是一個(gè)感應升壓轉換器，面向蜂窩電話(huà)應用中的高功率閃光LED。LM3554是一個(gè)很好的測試工具，因為它是一個(gè)小型器件(1.6mm ( 1.6mm ( 0.6mm)，而且可以提供高達6W的輸出功率(（1.2A閃光電流在5V LED中）。即使提供85%左右的效率，相對較大的輸出功率能力和微小的16-bump μSMD封裝，該器件都需要承受較高的工作溫度。

圖 2. 美國國家半導體的 LM3554 閃光 LED 驅動(dòng)器測試電路

LM3554中的初始散熱效應的主要表現是器件開(kāi)關(guān)的導通電阻增加和器件閾值的改變。在溫度過(guò)熱的極端情況下，該器件可能觸及熱關(guān)機閾值而導致關(guān)閉。知道準確的RJ-A，可以幫助確定器件在功率運行期間的結溫，并確保電路按照預期可靠地完成應用的要求。

在可能的情況下，該器件能夠擁有3.6V的輸入電壓、3.6V的LED電壓和1.2A的LED電流。在這種情況下，轉換器將輸出電壓升至高于VIN 300mV。這為器件的兩個(gè)并聯(lián)電流源(負責調節LED電流）提供了300mV的凈電壓。

器件的總功耗將為同步PFET、NFET和兩個(gè)電流源的功耗之和。PFET和NFET的功耗在電阻元件上，因此必須使用RMS電流來(lái)準確估算功耗。此電流就是RMS電感電流乘以開(kāi)關(guān)周期(NFET和PFET的導通時(shí)間)百分比。如果知道轉換器效率，可以用下面的等式算出占空比：

針對我們的情況，VOUT=VLED+300mV，且效率大約為90%。這可以算出PFET占空比(1-D)為83%，NFET占空比為17%。RMS電感電流等式為：

其中ΔIL為峰到峰值電感電流，在我們的示例中大約為140mA，ILDC是通過(guò)ILED/(1-D)算出的平均電感電流。

開(kāi)關(guān)中的總功耗變?yōu)镹FET(RDS_ON=125mΩ) 的45mW加 PFET(RDS_ON=152mΩ)的265mW。此外，電流源的功耗為300mV×1.2A=360mW，使得內部總功耗達到668mW。數據表中給出的RJ-A為60℃/W，且來(lái)自4層JEDEC測試板(詳見(jiàn)JESD51-7)。使用該RJ-A時(shí)，預測結溫在TA=50℃時(shí)為83.4℃。這對器件將不構成問(wèn)題，因為它低于150℃的熱關(guān)機閾值，且低于LM3554數據表中指定的最大工作結溫125℃。

在另一種情況下，可以將 LM3554設置為在同一閃光脈沖期間恒定輸出+5V。300mV電流源凈電壓現在變?yōu)?VC3.6V=1.4V，導致電流源功耗為1.68W。假設器件在以1.2A電流提供5V電壓時(shí)效率仍為90%，則占空比為35.2%，從而使直流電感電流1.85A具有288mA的ΔIL。NFET功耗現在為151mW，PFET功耗為338mW?？偟膬炔抗?.169W，在TA=50℃時(shí)會(huì )導致高達180℃的核心溫度，這比熱關(guān)機閾值高30℃，且比最大工作結溫高55℃。

在現實(shí)中，該設備不會(huì )安裝在4LJEDEC測試板上，而會(huì )安裝在具有不同布線(xiàn)面的PCB上，它靠近消耗功率的其他元件，且到低層的過(guò)孔數也各不相同。所有這些應用變量，加之許多其他因素都會(huì )顯著(zhù)影響RJ-A，從而降低結溫計算的準確度。

測量熱阻抗(RJ-A和CJ-A）

我們需要的是代表實(shí)際電路的準確RJ-A。測量RJ-A有多種方法，一種方法是使用熱關(guān)機閾值，將其設置為+150℃。要用這種方法測量RJ-A，我們可以讓LM3554在已知功耗(PDISS)下工作，然后慢慢提高環(huán)境溫度直到器件關(guān)機為止。該器件具有一個(gè)內部標志，可以通過(guò)I2C兼容接口設置，在觸及熱關(guān)機閾值時(shí)會(huì )返回‘1’。使用這種方法獲得的RJ-A將為：

另一種方法是使用器件中的一個(gè)ESD保護二極管，并測量其VF與溫度。相較而言這種方法稍微復雜一些，但得出的結果將更準確，這是因為VF可以在整個(gè)溫度范圍下進(jìn)行表征。多數半導體器件的每個(gè)引腳上都有ESD二極管，其陽(yáng)極連接至GND，陰極連接至各自的引腳。

為了測試 LM3554，我們可以查看LEDI/NTC 引腳，并從該引腳拉出小電流( 10mA)，同時(shí)讓溫度變化。每個(gè)引腳的最大絕對額定值最小為-0.3V，但那是由于ESD二極管在最高結溫 +150℃時(shí)的VF而引致的。如果將電流限制為小于10mA，我們可以在不損害器件和增加任何自熱的情況下查看二極管的VF。從+25℃到+125℃，該引腳的測量結果產(chǎn)生線(xiàn)性響應，斜率大約為1.3mV/℃。一旦這項工作結束，就可以在測量所選 ESD 二極管VF 的同時(shí)，讓器件在已知功耗下工作。當VF 達到穩態(tài)時(shí)，RJ-A 將為：

其中VF@TA是ESD二極管在TJ=TA時(shí)的VF，VF@SS是ESD二極管在已知功耗(PDISS)下TJ達到穩定狀態(tài)溫度之后的VF。

最后一種方法是使用MOSFET的導通電阻隨溫度而發(fā)生的變化。這種方法是在器件處于上電模式時(shí)使用內部PFET來(lái)完成。LM3554上的上電模式是指器件停止開(kāi)關(guān)并持續打開(kāi)PFET。如果VIN升至比VOUT高150mV時(shí)就會(huì )出現這種情況。在那時(shí)，升壓轉換器無(wú)需提升VOUT，而PFET會(huì )使VIN直接到VOUT 。

因為電流有些輕微依賴(lài)MOSFET的導通電阻，所以有必要在電流接近目標閃光電流時(shí)測量 PFET電阻。使用大測試電流的問(wèn)題是它們可能導致器件發(fā)熱?？朔藛?wèn)題的方法是將閃光超時(shí)時(shí)間設置為最低 32ms，并在示波器上測量PFET的電壓降。在+25℃到+125℃的情況下，使用1.2A閃光電流，結果顯示的斜率大約為 0.42mΩ/℃ 。要注意的一個(gè)事情是PFET通過(guò)VOUT引腳供電，因此VOUT=5V時(shí)，其導通電阻會(huì )低于VOUT=3.9V時(shí)的電阻值。