設計電源管理電路時(shí)必需考慮的散熱問(wèn)題

圖 3. 閃光脈沖期間 LM3554 PFET 的導通電阻和 LEDI/NETC 的 ESD 二極管。

在穩態(tài)下，LEDI/NTC的ESD二極管的VF為-622mV，對應結溫 95.2℃(環(huán)境溫度為25℃時(shí)）。在穩定狀態(tài)下，測得的PFET導通電阻為154mΩ，對應結溫105℃。圖3 還描繪了LM3554的熱容。VF和RPMOS的響應表現呈現類(lèi)似于一階RC的指數級上升，計算等式如下：

熱容則為：

使用ESD二極管的正向電壓時(shí)獲得的熱容為0.009J/℃，使用PFET導通電阻時(shí)獲得的熱容為0.0044 J/℃。溫度讀數之間的差異可能是由于器件上的溫度梯度而造成的。PFET緊鄰電流源，預計其溫度上升將較快，且溫度會(huì )比LEDI/NTC引腳的ESD二極管高，后者離IC上的功率器件較遠。造成這樣的溫度差異是由于器件核心區域兩個(gè)測量點(diǎn)之間的熱阻和熱容引起的。另外，響應大約為單次常量指數。實(shí)際上，功耗會(huì )隨著(zhù)PFET和電流源升溫而發(fā)生些微的變化。這將導致隨著(zhù)結溫上升，PDISS也些微增加。

當處理脈沖工作器件(如閃光LED驅動(dòng)器）時(shí)，對熱阻抗模型比對單獨熱阻的考慮深入得多。例如，閃光脈沖電流為1.2A，VIN為5V且VLED為3.4V。在這種情況下，器件在上電模式下PDISS=2.14W。當RJ-A為48℃/W且環(huán)境溫度為50℃時(shí)，穩定狀態(tài)模型指示核心溫度會(huì )上升至153℃，這比最高工作結溫高出28℃。如果我們考慮熱容(0.0044℃/J)并將200ms閃光脈沖寬度計算在內，則可以獲得對核心溫度更好的估算，大約為113℃。

電感器和溫度

迄今為止對關(guān)于LM3554和高溫的討論也適用于LM3554的功率電感。與半導體器件(如LM3554)一樣，功率電感器損耗過(guò)多熱量將改變器件特性并導致電感和電源工作異常。功率電感溫度過(guò)高，通常會(huì )導致直流繞線(xiàn)電阻增加和飽和電流限制降低。

電感器電阻

電感線(xiàn)圈的電阻溫度系數導致電感直流電阻會(huì )隨著(zhù)溫度變化。線(xiàn)圈通常為銅制，溫度系數約為 3.9mΩ/℃，計算其電阻的等式如下：

或相當于0.39%/℃變化。

讓我們再看一下LM3554，評估套件中指定的電感器是Toko生產(chǎn)的FDSE0312-2R2。在 TA= 25℃時(shí)，測得的電阻為137mΩ。在 85℃時(shí)，電阻變化 為50℃×0.39%=19.5%(或變?yōu)?64mΩ）。在RMS電感電流為2A且VIN=3.6V時(shí)，電感電阻變化會(huì )導致效率降低約1.5%。

電感器飽和度

或許在高溫狀況下，功率電感最為關(guān)注的問(wèn)題是額定飽和電流下降。使用較大的RMS電流時(shí)，內部功耗導致電感溫度上升，從而降低電感的飽和點(diǎn)。在飽和時(shí)，電感鐵磁核心材料已達到磁通密度(B(t))，該密度不再隨磁場(chǎng)強度(H(t))成正比增加。相反，當飽和時(shí)，由于電感電流增加而引起任何磁場(chǎng)強度增加，會(huì )導致非常小的磁通密度的增加。

如果在示波器上查看開(kāi)關(guān)穩壓器電感電流，我們會(huì )看到器件進(jìn)入飽和狀態(tài)時(shí)，電感電流斜率增加。這相當于電感下降。紋波電流的增加將導致 RMS 電流和電感器的開(kāi)關(guān)損耗增加，這兩項都會(huì )增加電感的功耗并降低效率。

電感器在特定點(diǎn)達到飽和時(shí)會(huì )產(chǎn)生突然的飽和響應，或者會(huì )與 FDSE0312-2R2 電感器一樣產(chǎn)生逐漸的飽和響應。然而，電感器制造商通常會(huì )將飽和點(diǎn)指定為既定電流和溫度下電感值的特定百分比跌幅。

圖4描繪了工作在飽和狀態(tài)下電感器的實(shí)例。該例子使用TDK生產(chǎn)的VLS4010-2R2(2.2μH)電感器，在進(jìn)入飽和狀態(tài)時(shí)出現急劇下降。當采用最小閃光脈沖寬度32ms，在升壓模式下LM3554會(huì )顯示出這種效應。較窄的脈沖寬度限制了電感器的自熱，從而可以通過(guò)調節環(huán)境溫度來(lái)控制電感器的溫度。

圖 4. 電感器飽和與溫度。