某機載三相交流穩壓電源的研制

摘要：介紹了某機載三相交流穩壓電源的研制情況。對電源電路進(jìn)行了分析、計算和計算機仿真。應用高頻脈寬調制斬波調感技術(shù)，以MOS場(chǎng)效應管取代了傳統的雙向晶閘管，用脈寬調制取代了相控技術(shù)。通過(guò)對電路的優(yōu)化設計，降低了輸入諧波電流。

關(guān)鍵詞：諧振；交流穩壓；計算機仿真

Development of Air-borne3phase AC Power Regulator

MENG Ying-wu,DING Yu

Abstract:The development of air-borne 3-phase AC power regulator is introduced. The analysis, calculation, and computer emulation of the circuit are provided. In order to reduce the AC source current deformation, the replacement of the thyristor controlled reactor by high freguency pulse width controlled reactor and the substution of MOSFET for TRIAC are used.

Keywords:Resonance;ACregulation;Computeremulation

1 引言

本文介紹的機載交流穩壓電源的主要功能是為航空電子系統中的眾多傳感器提供交流激磁信號，要求性能穩定、小型輕量、高效率、高可靠性。大約在上世紀70年代，國外先進(jìn)的作戰飛機上使用的交流穩壓電源，采用了變壓器補償式穩壓技術(shù)，其原理是用多個(gè)補償變壓器組合，通過(guò)控制電路，切換補償變壓器進(jìn)行補償，補償是有級的。而且所需的補償變壓器和切換開(kāi)關(guān)較多，電路較復雜，補償精度低。由于使用的中頻補償變壓器較多，交流穩壓電源的體積、重量大。

近幾年來(lái)，國內關(guān)于交流穩壓電源的研究較為活躍，其研究的主要內容一種是線(xiàn)性諧振型技術(shù)及其改進(jìn);另一種是開(kāi)關(guān)型交流穩壓電源。線(xiàn)性諧振型（也稱(chēng)正弦能量分配器），它是通過(guò)LC諧振參量的改變使交流輸出電壓得到調整，以連續可調式獲得優(yōu)越的穩壓性能。主電路中不含電力半導體器件，線(xiàn)路簡(jiǎn)單、可靠性高。但是由于存在輸入電壓范圍不夠寬，源端空載無(wú)功電流和諧波電流較大，以及容易發(fā)生振蕩等缺點(diǎn)，使其發(fā)展和應用受到了限制，特別是在大功率場(chǎng)合的應用比較少。開(kāi)關(guān)型交流穩壓電源采用了先進(jìn)的高頻開(kāi)關(guān)電源技術(shù)，可以減小體積、重量、節省銅鐵材料，具有效率高，響應速度快等優(yōu)點(diǎn)。它先將交流整流成脈動(dòng)的直流，再通過(guò)高頻脈寬調制（PWM）技術(shù)，將脈動(dòng)的直流逆變成交流。再通過(guò)相位跟蹤與轉換電路取得與輸入側同頻同相的補償電壓，加在輸入與輸出之間，使輸出電壓穩定。這項技術(shù)成為當今交流穩壓電源技術(shù)發(fā)展的方向。但是，由于開(kāi)關(guān)型交流穩壓電源控制電路較復雜，國內微電子技術(shù)及其工藝技術(shù)發(fā)展較慢，目前還不可能提供專(zhuān)用控制芯片，所以難于推廣。

本文結合型號任務(wù)的研制，對線(xiàn)性諧振型交流穩壓電源進(jìn)行了研究，用先進(jìn)的高頻開(kāi)關(guān)MOS場(chǎng)效應管取代傳統的雙向晶閘管，用高頻PWM取代相控技術(shù)。通過(guò)對電路的優(yōu)化設計，減小了諧波電流。調試和試驗表明，該產(chǎn)品的控制電路簡(jiǎn)單，波形失真度小，性能穩定，已經(jīng)用于某型號任務(wù)中。

2 電路設計及計算機仿真

2.1 電路基本原理

該交流穩壓電源的核心是單相36V400HzAC/AC穩壓電路。它采用的是高頻PWM斬波器調感法構成的新型交流穩壓電源電路，具有產(chǎn)生諧波小，抗各類(lèi)電磁干擾，穩壓精度高，動(dòng)態(tài)響應快等諸多優(yōu)點(diǎn)。其電路原理如圖1所示。

圖1 高 頻 PWM斬 波 器 式 穩 壓 原 理 圖

圖1中由L1，V1～V4，C3，V等構成高頻PWM斬波電路。為減小MOS場(chǎng)效應管V的開(kāi)關(guān)損耗，加入了由電阻，電容和二極管等元器件組成的軟開(kāi)通關(guān)斷緩沖網(wǎng)絡(luò )（RCDNET）。

圖1中的電感L1和高頻PWM斬波支路，可用一等效電感Lx來(lái)表示。Lx是PWM斬波器中功率場(chǎng)效應管V導通占空比的函數。經(jīng)推導[3]可得：

Lx=L1/D (1)

式中：D為V管的導通占空比。

同理，圖1中LxC2并聯(lián)電路的阻抗Z也是D的函數:

Z=jLxω/(1－ω2C2Lx) （2）

式中：ω為輸入源Uin的角頻率。

當輸入電壓降低或負載加重引起輸出電壓降低時(shí)，D增大，LxC2支路呈感性，支路電流在線(xiàn)性電感N2線(xiàn)圈上的壓降與Uin同相，耦合到N3線(xiàn)圈上的電壓UN3與Uin串聯(lián)相加后補償了輸入電壓的不足。

當輸入電壓升高或負載減輕引起輸出電壓升高時(shí)，D減小，LxC2支路呈容性，支路電流在線(xiàn)性電感N2線(xiàn)圈上的壓降與Uin反相，耦合到N3線(xiàn)圈上的電壓UN3與Uin串聯(lián)相減后抵消了過(guò)剩的輸入電壓。

由以上分析可知，通過(guò)對輸出電壓進(jìn)行采樣閉環(huán)反饋控制導通占空比D的大小，自動(dòng)改變N3線(xiàn)圈上電壓的大小和相位，可實(shí)現輸出電壓的穩定。

2．2 電路參數選擇

將L1和高頻PWM斬波器支路等效為一電感Lx后，則圖1電路為一線(xiàn)性電路，將其中的耦合電感L2，L3進(jìn)行去耦等效，并忽略L(fǎng)4，C1濾波支路后，對等效電路運用基爾霍夫定律列回路方程可解得:

=(3)

式中：Lm=Lx/(1－ω2C2Lx)。

由于Uin與Uout基本同相，故忽略?xún)烧叩南辔徊羁傻茫?/p>

||=·||(4)

式中：M=為耦合電感L2，L3的互感。

根據式（4）所提供的輸入和輸出電壓之間的函數關(guān)系式，即可根據系統需求確定L1、L2、L3，從而設計出滿(mǎn)足性能要求的主電路。

在實(shí)際的電路參數選擇中，為加快設計速度，提高設計質(zhì)量，采用根據工程估算并結合仿真軟件進(jìn)行優(yōu)化設計的方法。