新型EPWM斬波器式交流穩壓電源的原理分析

0 引言

隨著(zhù)高新技術(shù)的發(fā)展，越來(lái)越多的高精密負載對輸入電源，特別是對交流輸入電源的穩壓精度要求越來(lái)越高。但是，由于電力供求矛盾的存在，市電電網(wǎng)電壓的波動(dòng)較大，不能滿(mǎn)足高精密負載的要求，需要在市電電網(wǎng)與負載之間增設一臺高穩壓精度的寬穩壓范圍的交流穩壓電源。

交流穩壓電源形式有很多種，目前應用較多的三相柱式交流穩壓器，由于用的是機械傳動(dòng)和碳刷觸點(diǎn)進(jìn)行調節，因而存在工作壽命短、可靠性差、動(dòng)態(tài)響應慢等缺點(diǎn)。正在被一種無(wú)觸點(diǎn)多補償變壓器式交流穩壓電源所取代。

“補償”的概念有補足和抵消兩種意思。所謂多補償變壓器式交流穩壓電源，就是用多個(gè)（一般是2～4個(gè)）補償變壓器，將其次級串入主電路中，通過(guò)由雙向晶閘管或固態(tài)繼電器組成的“多全橋”變換電路，采用有選擇的切換或通過(guò)切換串入補償變壓器的個(gè)數進(jìn)行有級補償，來(lái)達到穩壓目的。由于沒(méi)有機械傳動(dòng)和碳刷，因而提高了壽命與動(dòng)態(tài)反應速度，使交流穩壓電源的整體性能大大提高。但也存在著(zhù)一些缺點(diǎn)，諸如只能有級調壓，調節精度不高，使用的補償變壓器及控制開(kāi)關(guān)較多，電路相對復雜等。本文取其優(yōu)點(diǎn)、避其缺點(diǎn)，提出了用等脈寬調制（EPWM——equal-pulse width modulation）高頻斬波器進(jìn)行補償的交流穩壓電源以供參考。它是作者曾經(jīng)研制和發(fā)表過(guò)的“PWM斬波器式交流穩壓電源”的一種改進(jìn)變形電路（參見(jiàn)電源世界2002年第1期及電源技術(shù)應用2002年第3期），比原電路更簡(jiǎn)單，也更合理一些。

1 工作原理

EPWM斬波式交流穩壓電源的簡(jiǎn)化原理電路如圖1所示。它是由主電路和控制電路兩部分組成的。主電路是由EPWM橋式斬波器V₁～V₄及其輸出變壓器Tr、直流整流電源V_D1～V_D4和輸出交流濾波器L_F、C_F組成。橋式斬波器通過(guò)其輸出變壓器Tr的次級串聯(lián)在市電電源與負載之間，以便對市電電壓的波動(dòng)進(jìn)行正、負補償。橋式斬波器輸出電壓中的諧波，由濾波器L_FC_F來(lái)濾除。橋式斬波器所需的直流電源，由取自穩壓電源輸出端的市電電源，通過(guò)整流器V_D1～V_D4來(lái)供給。這里應該指出的是，EPWM橋式斬波器V₁～V₄并不是工作在逆變器狀態(tài)，而是工作在橋式斬波器狀態(tài)。這是由它的EPWM工作方式、直流電源電壓波形和直流電容C_d值的大小及其功能來(lái)區分的。如圖2所示，橋式斬波器的直流電壓，不是通過(guò)電容C_d把整流電壓濾波成恒定的平滑直流電壓，而是仍然為單相橋式整流電壓的波形。直流電容C_d不再具有直流濾波功能，而只是為了創(chuàng )造一個(gè)續流通路而設置的。對于感性負載，在一個(gè)斬波開(kāi)關(guān)周期內續流的能量是很小的（由于斬波頻率較高），所以C_d的值也很小，C_d的充放電速度很快，不會(huì )影響整流電壓的上升或下降速度，使C_d上的電壓與不濾波的整流電壓波形相同。也就是說(shuō)，由于電容C_d的值很小，它只允許續流電流通過(guò)，不再具有直流濾波功能，因此對整流波形不產(chǎn)生影響。這就說(shuō)明橋式斬波器是工作在EPWM斬波狀態(tài)，而不是工作在逆變狀態(tài)。

圖1 EPWM斬波式交流穩壓電源的簡(jiǎn)化原理電路框圖

圖2 EPWM橋式斬波器主電路

斬波式交流穩壓電源的控制電路，是由市電輸入電壓整流檢測電路、比較電路、EPWM電路和橋式斬波器開(kāi)關(guān)V₁～V₄工作狀態(tài)的切換和觸發(fā)電路組成。在市電電壓整流檢測電路中，加入對濾波電感L_F上的電壓檢測，是為了減小濾波電感L_F的電抗對穩壓精度的影響。

EPWM斬波器式交流穩壓電源工作原理如圖1所示。當市電電壓波動(dòng)時(shí)，通過(guò)對市電輸入電壓u_s及濾波電感L_F上電壓的整流檢測電路，得到電壓信號U_S.L，將U_S,L與基準參考電壓U_r進(jìn)行比較，得到誤差電壓ΔU。當U_S,L>U_r時(shí)（市電電壓上波動(dòng)）得動(dòng)＋ΔU，＋ΔU使EPWM調制器中的比較器U₂不能工作，只能使比較器U₁工作，＋ΔU通過(guò)與三角波u_c在U₁中進(jìn)行比較，在＋ΔU大于三角波的部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號，此信號通過(guò)“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開(kāi)關(guān)管V₁～V₄進(jìn)行控制，在其輸出變壓器Tr次級產(chǎn)生負補償電壓－u_co，使負載電壓U_L=U_S－U_co=U_r；當U_S,LU_r時(shí)（市電電壓下波動(dòng)）得到－ΔU，－ΔU使EPWM調制器中的比較器U₁不能工作，只能使比較器U2工作，－ΔU通過(guò)反相器與三角波u_c在U₂中進(jìn)行比較，在ΔU大于三角波部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號，此信號通過(guò)“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對橋式斬波器中的開(kāi)關(guān)管V₁～V₄進(jìn)行控制，在其輸出變壓器Tr次級產(chǎn)生正補償電壓＋u_co，使負載電壓U_L=U_S＋U_co=U_r。

對市電電壓的正、負補償，是通過(guò)狀態(tài)切換觸發(fā)電路，切換橋式斬波器中開(kāi)關(guān)管V₁～V₄的工作順序來(lái)實(shí)現的。如果對應于市電的正半周讓V₁及V₄導通，對應于市電的負半周讓V₂及V₃導通，是對市電電壓進(jìn)行正補償，如圖2中的虛線(xiàn)路徑所示。對應于市電正半周讓V₂及V₃導通，對應于市電負半周V₁及V₄導通，就是對市電電壓進(jìn)行負補償，如圖2中點(diǎn)劃線(xiàn)路徑所示。

采用圖2所示主電路對市電電壓波動(dòng)進(jìn)行補償的關(guān)鍵有兩點(diǎn)：一是EPWM；二是電容C_d的值要小到不影響整流電壓u_cd的變化，即使C_d小到不再具有直流濾波功能。

2 EPWM調制及正弦斬波電壓的生成

圖1所示交流穩壓電路的EPWM，與正弦斬波電壓的生成如圖3所示。其中圖3(a)為整流器V_D1～V_D4的交流輸入電壓波形，圖3(b)為直流電容C_d上的電壓波形，圖3(c)為EPWM，圖3(d)為EPWM產(chǎn)生的橋式斬波器中開(kāi)關(guān)管V₁～V₄的觸發(fā)脈沖波形，圖3(e)即為EPWM正弦斬波電壓波形，圖3(f)為T(mén)r初級補償電壓波形。

EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出來(lái)的。其原理是采用用直流形式表示的誤差電壓ΔU與三角波電壓u_c進(jìn)行比較如圖3(c)所示，在直流誤差電壓ΔU大于三角波電壓的部分產(chǎn)生出等脈寬調制脈沖，如圖3(d)所示。用圖3(d)的等脈寬調制脈沖去觸發(fā)橋式斬波器中相應的開(kāi)關(guān)管V₁～V₄，就可以在橋式斬波器的兩橋臂中點(diǎn)a和b之間產(chǎn)生出EPWM正弦斬波電壓波形，如圖3(e)所示。經(jīng)過(guò)濾波器L_FC_F濾波后，就可以在變壓器Tr初級得到正弦補償電壓u_ab1，如圖3(f)所示。u_ab1在Tr次級產(chǎn)生補償電壓u_co。當對市電電壓進(jìn)行正補償時(shí)，補償電壓u_co與市電電壓相位相同；當對市電電壓進(jìn)行負補償時(shí)，補償電壓u_co與市電電壓相位相反。圖3是針對正補償情況畫(huà)出來(lái)的，對負補償也可以畫(huà)出相應的波形圖。

對于圖3(e)所示的EPWM正弦斬波電壓波形，為了使此波形具有半波奇對稱(chēng)，和四分之一波偶對稱(chēng)，以消除其傅里葉級數中的余弦項和正弦項中的偶次諧波，使載波比N=f_c/f=4k，即三角波頻率f_c為市電頻率f的4整數倍。調制比M=Δt/T_Δ=ΔU/U_cm，Δt為脈沖寬度，T_Δ=1/f_c為三角波周期、U_cm為三角波幅值，如圖3（e）所示?？芍?，M=Δt/T_Δ就是EPWM正弦斬波電壓波形的占空比D，即M=Δt/T_Δ=D。

(a) 整流輸入電壓

(b) 電容C_d上電壓

(c) EPWM

(d) 斬波開(kāi)關(guān)驅動(dòng)脈沖

(e) EPWM正弦斬波波形

(f) 補償電壓

圖3 EPWM斬波器式交流穩壓電源的工作波形圖

載波三角波的方程式為

u_c=i=1,2,3,…（1）

當調制電平為ΔU時(shí)，可求出觸發(fā)脈沖起始點(diǎn)t_i和終止點(diǎn)t_i＋1的方程式。

由=ΔU，得到

t_i=ΔU（2）

由=ΔU，得到

t_i＋1=ΔU（3）

則脈沖寬度為

Δt=t_i＋1－t_i=ΔU（4）

式中：T_Δ=2π/N。

各觸發(fā)脈沖的起始角和終止角的數值為

α₁=(1－D)；α₂=(1＋D)；α₃=(3－D)；α₄=(3＋D)；

……

由圖3(e)可以看出，EPWM正弦斬波電壓波形是鏡對稱(chēng)和原點(diǎn)對稱(chēng)，因此，在它的傅里葉級數中將不包含余弦項和正弦項中的偶次諧波，只包含正弦項中的奇次諧波，即

f(ωt)=b_nsinnωt n為奇數（5）