DC/DC轉換器中的電流檢測電路設計方案

　　為了達到電路檢測的精確度， 本文用帶反饋控制、電阻值可變的電流源來(lái)代替復雜的運放。

　　圖2所示電流檢測電路中， MP、MN 為功率管，M1 與M4、M2 與M5 的W/L相同， VP 為MP 的控制信號， MPS用作開(kāi)關(guān)， 其W/L比較大， 具有低導通電阻。在電流模DC /DC 轉換器中， 反饋控制環(huán)路只需檢測MP 功率管導通時(shí)的電流， 因此， 為降低功耗， 可控制電流檢測電路只在MP 功率管導通時(shí)工作， 即只檢測電感充電階段的電流， 而在MP 功率管截止時(shí)， 電流檢測電路不工作， 進(jìn)而有效地減小了功率損耗。

　　當VP 為低電平時(shí)， MP 導通， MPS作開(kāi)關(guān)也導通，并且可以看作近似短路， 進(jìn)而流過(guò)MPS的電流也可以忽略， 因此MP、M1 的VDS近似相同， 流過(guò)MP 的電流被鏡像復制至M1。MP 與M1 的W/L成比例， 且比例系數較大， 因此檢測到的電流與MP 中的電流成比例， 同時(shí)遠小于MP 中的電流。

　　下面分析VB 與VA 的關(guān)系。假設在某個(gè)時(shí)刻，VB 的電位高于VA, 則VDS4 VDS1, M4 中的電流I4 小于M1 中的電流I1, 而VDS5 > VDS2, 要求I5 > I2, 這使得在同一支路中I4 I5, 顯然不太可能， 所以VB 會(huì )與VA 相同， 且保持相同的動(dòng)態(tài)變化。因此， M1 中的電流被再次鏡像至M4, 而且， 由于反饋控制電流源的作用， VA 處的任何微小變化都會(huì )強迫VB 也有相同的變化， 保證了電流檢測的精度。

　　根據系統設計要求， 電流檢測的比例應該為K = 1 000：1, 電路圖中給出了各級電流復制的比例，由于電流檢測電路采用帶反饋控制、電阻值可變的電流源結構， 可以得到VA 等于VB, 又由于設置M1,M4, 和M7 的寬長(cháng)比相等， 根據MOS 電流公式可以得到：

　　檢測精度和速度是電流檢測電路兩個(gè)重要的指標。由于每個(gè)檢測周期的開(kāi)始階段， 電流檢測電路處于啟動(dòng)狀態(tài)， 所以Is 都有一段啟動(dòng)時(shí)間。這個(gè)時(shí)間主要由電路中M9、M10管的寄生電容決定， 當兩管的寬度和長(cháng)度比較小時(shí)， 啟動(dòng)時(shí)間很短， 相反， 啟動(dòng)時(shí)間會(huì )變長(cháng)。為了保證電流檢測的精度， M9、M10兩管的L 不能太小， 現取1 um。

　　3 仿真結果

　　通過(guò)仔細調整MP 管和M1 管的參數， 設置為MP 管的寬長(cháng)比為5 000 um /1 um, M1 管的寬長(cháng)比為5 um /1um。其他管子的參數參見(jiàn)電路圖上的比例復制標注。通過(guò)在在Cadence軟件中的spe tre仿真設計工具下， 采用CSMC 0. 5 m CMOS工藝在25℃進(jìn)行仿真驗證。

　　下圖3給出電流檢測電路的仿真結果。

　　圖3 電流檢測電路的仿真波形

　　從輸出波形的測量可知， 當電感電流IL 最大值如A 點(diǎn)測得的479. 55 A 時(shí)， 檢測電流Is 最大值如B點(diǎn)測得的486. 81 A, 基本上滿(mǎn)足了：

　　故所設計的電流檢測電路能很好滿(mǎn)足設計要求。