功率開(kāi)關(guān)對電源效率的影響(飛兆案例)

功率開(kāi)關(guān)對電源效率的影響(飛兆案例)

高頻開(kāi)關(guān)電源運行(電子)允許使用小型被動(dòng)元件、硬開(kāi)關(guān)模式會(huì )導致開(kāi)關(guān)損耗增加,以減少高頻轉換開(kāi)關(guān)損耗,產(chǎn)業(yè)發(fā)展軟交換技術(shù),負載諧振技術(shù)和零電壓轉換技術(shù)被廣泛地使用著(zhù)。這里有負載諧振技術(shù)使用電容和電感整個(gè)天線(xiàn)的諧振特性在轉換期間,開(kāi)關(guān)頻率作為輸入電壓和電流的變化。

開(kāi)關(guān)頻率的變化,如脈沖頻率調制(烤瓷)含電子濾波設計帶來(lái)了諸多困難輸入。因為沒(méi)有用于濾波電感,輸出電壓在攻防兩端都含有設計師選用低整流二極管可以適用于額定電壓二極管。然而,當負載電流增加,缺乏電感電容的損失帶來(lái)的負擔,負載諧振技術(shù)并不適用于高輸出電流和低電壓。另一方面,電壓轉換技術(shù)使用一種寄生作文只有在開(kāi)啟和關(guān)閉電路交換轉換的天線(xiàn)的諧振特性?xún)H一步之遙。其中的一個(gè)好處就是使用這些技術(shù)寄生部件,如主變壓器漏電感和電容,產(chǎn)量增加更多的外部組件無(wú)開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現軟開(kāi)放。此外,科技的應用有固定的開(kāi)關(guān)頻率脈寬調制技術(shù),這些技術(shù),因此更容易理解負載諧振技術(shù)的基礎上,分析和設計。

瘋狂是因為PWM半橋逆變對稱(chēng)與簡(jiǎn)單的配置和零電壓開(kāi)關(guān)(零電壓)的特點(diǎn),運用的是零電壓轉換技術(shù)是一種最常見(jiàn)的拓撲結構。不僅如此,與負載諧振轉換器,LLC拓撲不對稱(chēng)半橋逆變有型電感,其輸出電流輸出脈動(dòng)小的部件都可以通過(guò)適當的輸出電容。由于分析和設計,并輸出功率電感,所以不對稱(chēng)半橋逆變通常用于PWM高輸出電流和低電壓的應用,如電腦和服務(wù)器供電。為了更好地處理輸出電流、常在次級使用同步整流器,由于傳輸損失可替代損失的阻力損失二極管。比起LLC轉換器,實(shí)現對非對稱(chēng)半橋逆變同步整流器驅動(dòng)更方便,除此之外,目前主變壓器的增加表頭的利用率高功率流的常見(jiàn)的解決方案。這個(gè)瘋狂的電流放大器和同步整流器非對稱(chēng)型半橋逆變和共同的特征的實(shí)例,一些實(shí)驗結果,樣品用于非對稱(chēng)拓撲電源開(kāi)關(guān)控制。瘋狂的電流放大器和同步整流器非對稱(chēng)型半橋逆變優(yōu)勢,由低到高的電壓和電流輸出電流、應用廣泛應用成倍增長(cháng)。圖1顯示的是一個(gè)電流在次級乘數對稱(chēng)半橋逆變PWM二次線(xiàn)圈是單一的結構和輸出電感器可分為兩個(gè)較小的電感。為了提高整體的效率很低,使用關(guān)系型數據庫(在)器件構成同步整流器、同步整流器(SR)。與傳統的中心分流式(中心),相比有許多優(yōu)點(diǎn),配置竊聽(tīng)當前乘數:首先,直流勵磁電流部件小于或等于中心分流式直流分量,并配置,可使用小磁芯變壓器。每個(gè)輸出的電感電流加載時(shí),承擔一半的中心挖掘型勵磁電流形態(tài)是相似的。

如果輸出數據的電感電流加載熊失衡,勵磁電流也將減少。其次,線(xiàn)圈電流的平方根次級(根-花不到,均方根)-為這種類(lèi)型的配置,中心幾乎一半的負載電流流過(guò)每輸出電感。鑒于此,本文對二次線(xiàn)圈電流密度低,你都可以用同一磁場(chǎng)和相同的電線(xiàn)的規格說(shuō)明細看一遍。第三,身體是一個(gè)簡(jiǎn)單的解決方案中心是特別值得注意的因為變壓器線(xiàn)密碼的限制,可以用在許多應用程序的輸出。第四,我們可以更方便、有效的輸出信號的網(wǎng)格為SR電感線(xiàn)圈的比率,由于第一和第二卷變壓器的比例,但是只有足夠小的輸出為適當的電感,如電網(wǎng)電壓輕易20V 10伏特的電壓之間的,。另外,獨立的產(chǎn)量將會(huì )降低成本的電感磁更大的負擔。鑒于上述幾個(gè)優(yōu)勢,當前的乘數高輸出電流是其中最常用的拓撲結構。

圖1 使用電流倍增器的非對稱(chēng)PWM半橋轉換器

建議的轉換器運作原理

如圖 2 所示，從供電模式 2 開(kāi)始，由于 S1 開(kāi)啟，Vin-VCb 施加到變壓器的初級端，勵磁電流 im 以斜率 (Vin-VCb)/Lm.增加，由于 SR2 關(guān)斷，LO1 的電流斜率就由 (Vin-VCb)/n 減去輸出電壓決定。另一方面，LO2 的電流以斜率 –VO/LO2減小，這是流經(jīng) SR1 的續流 (free-wheeling)。當兩個(gè)輸出電感分享負載電流時(shí)，SR1 承擔全部負載電流。變壓器的次級繞組僅處理 iLO1 ，因而 iLO1/n 是反射到變壓器初級端的電流，它在勵磁電流上疊加，構成初級電流 ipri。在實(shí)際上，由于漏電感的現象，所以 vT2 較圖 2 所示的數值稍低，但我們在這一章段中將忽略這一情況，從而簡(jiǎn)化分析。

圖2 建議轉換器的運作分析

當S1 關(guān)斷，則開(kāi)始模式 3，由于S2 的輸出電容被放電，故 vT1 也減小，最終，當 S2 輸出電容電壓等于 VCb. 時(shí)，它變?yōu)榱?。同時(shí)，由于 SR2 的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開(kāi)啟導通。然后，兩個(gè) SR 在這個(gè)模式中一起導通。S2 的體二極管在 S2 的輸出電容和 S1 的輸出電容完全放電后導通，由于兩個(gè) SR 均導通，iLO1 和 iLO2 均為續流，斜率分別為 –VO/LO1 和 –VO/LO2, ，而 vT1 和 vT2 均為零。由于 VCb 僅僅施加在漏電感上，它引起初級電流的極性快速變化。在 S2 的體二極管導通后 S2 開(kāi)啟， 從而實(shí)現 S2 的 ZVS 運作，這個(gè)模式的持續時(shí)間為

(1)

模式 4 是另一個(gè)充電模式，在各個(gè) SR 之間的換向結束時(shí)開(kāi)始，在變壓器初級端施加的電壓為–VCb ，因而勵磁電流以斜率 –VCb/Lm 減少，iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過(guò) SR2 的續流?？蓮膱D2看出，由于異相 (out-of-phase) 作用，每個(gè)輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個(gè)較小的電感。

當 S2 關(guān)斷，模式 1 作為另一個(gè)重建模式而開(kāi)始，模式 1 的運作原理幾乎與模式 3 相同，只有 ZVS 狀況例外。在模式 1 中，當 S1 的輸出電容電壓等于 Vin-VCb 的瞬間，vT1 成為零。在這個(gè)瞬間之前，輸出電感 LO2 上的負載電流反射到變壓器的初級端，有助于實(shí)現開(kāi)關(guān)的 ZVS 運作。與此相反，存儲在漏電感中的能量?jì)H在這個(gè)瞬間之后對輸出電容進(jìn)行放電和充電。因而，S1的 ZVS 運作較 S2 更為穩固，因為通常 Vin-VCb 高于 VCb ，除此之外，可以與模式 3 相同的方式進(jìn)行分析，模式 1 的延續時(shí)間為