基于反相SEPIC的高效率降壓/升壓轉換器的設計

許多市場(chǎng)對高效率同相DC-DC轉換器的需求都在不斷增長(cháng)，這些轉換器能以降壓或升壓模式工作，即可以將輸入電壓降低或提高至所需的穩定電壓，并且具有最低的成本和最少的元件數量。反相SEPIC(單端初級電感轉換器)也稱(chēng)為Zeta轉換器，具有許多支持此功能的特性(圖1)。對其工作原理及利用雙通道同步開(kāi)關(guān)控制器ADP1877的實(shí)施方案進(jìn)行分析，可以了解其在本應用中的有用特性。

圖1. 反相SEPIC拓撲結構

初級開(kāi)關(guān)QH1和次級開(kāi)關(guān)QL1反相工作。在導通時(shí)間內，QH1接通，QL1斷開(kāi)。電流沿兩條路徑流動(dòng)，如圖2所示。第一條路徑是從輸入端經(jīng)過(guò)初級開(kāi)關(guān)、能量傳輸電容(CBLK2)、輸出電感(L1B)和負載，最終通過(guò)地流回輸入端。第二條路徑是從輸入端經(jīng)過(guò)初級開(kāi)關(guān)、地基準電感(L1A)和地流回輸入端。

圖2. 電流流向圖;QH1閉合，QL1斷開(kāi)

在關(guān)斷期間，開(kāi)關(guān)位置剛好相反。QL1接通，QH1斷開(kāi)。輸入電容(CIN)斷開(kāi)，但電流繼續經(jīng)過(guò)電感沿兩條路徑流動(dòng)，如圖3所示。第一條路徑是從輸出電感經(jīng)過(guò)負載、地和次級開(kāi)關(guān)流回輸出電感。第二條路徑是從地基準電感經(jīng)過(guò)能量傳輸電容、次級開(kāi)關(guān)流回地基準電感。

圖3. 能量傳輸圖;QL1閉合，QH1斷開(kāi)

應用電感伏秒平衡原理和電容電荷平衡原理，可以求得方程式1所規定的均衡直流轉換比，其中D為轉換器的占空比(一個(gè)周期的導通時(shí)間部分)。

(1)

上式表明：如果占空比大于0.5，輸出端將獲得較高的調節電壓(升壓);如果占空比小于0.5，調節電壓會(huì )較低(降壓)。此外還可分析得到其它相關(guān)結果：在無(wú)損系統中，能量傳輸電容(CBLK2)上的穩態(tài)電壓等于VOUT;流經(jīng)輸出電感(L1B)的直流電流值等于IOUT;流經(jīng)地基準電感(L1A)的直流電流值等于IOUT × VOUT/VIN。該能量傳輸電容還能提供VIN至VOUT的隔直。當存在輸出短路風(fēng)險時(shí)，此特性很有用。

分析還顯示，反相SEPIC中的輸出電流是連續的，對于給定輸出電容阻抗，會(huì )產(chǎn)生較低的峰峰值輸出電壓紋波。這就允許使用較小、較便宜的輸出電容;相比之下，在非連續輸出電流拓撲結構中，為了達到同樣的紋波要求，需要使用較大且昂貴的電容。

通常，次級開(kāi)關(guān)(QL1)是一個(gè)單向功率二極管，它會(huì )限制這種拓撲結構的峰值效率。然而，利用ADI公司雙通道同步開(kāi)關(guān)控制器ADP1877(見(jiàn)附錄)的一個(gè)通道，并采用雙向MOSFET作為次級開(kāi)關(guān)，可以設計一個(gè)“完全同步配置”的反相SEPIC。這樣，峰值效率將大大提高，同時(shí)可以降低輸出電流大于1 A的轉換器尺寸和成本。

圖4顯示完全同步反相SEPIC配置的功率級，它利用ADP1877實(shí)現，只需要三個(gè)小型、廉價(jià)的額外器件(CBLK1、DDRV和RDRV)，其功耗可以忽略不計。

圖4. 同步反相SEPIC的功率級，利用ADP1877的通道1實(shí)現

反相SEPIC的理想穩態(tài)波形如圖5所示。通道1開(kāi)關(guān)節點(diǎn)SW1(見(jiàn)附錄圖A)在VIN + VOUT (導通時(shí)間內)和0 V(關(guān)斷時(shí)間內)之間切換。將電荷泵電容CBST, 連接到SW1，以便在導通時(shí)間內將約為VIN + VOUT + 5 V的電壓施加于高端內部驅動(dòng)器的自舉上電軌(BST1引腳)和高端驅動(dòng)器的輸出(DH1引腳)，從而增強初級浮空N溝道MOSFET開(kāi)關(guān)QH1。箝位二極管DDRV, 確保穩態(tài)輸出期間CBLK1上的電壓約為VOUT + VFWD(DDRV)，該電壓參考ADP1877的DH1引腳到QH1柵極的電壓。在關(guān)斷時(shí)間內，當X節點(diǎn)電壓約為–VOUT時(shí)，CBLK1上的電壓阻止初級開(kāi)關(guān)產(chǎn)生高于其閾值的柵極-源極電壓。

圖5. 同步反相SEPIC的理想波形(忽略死區)