基于反相SEPIC的高效率降壓/升壓轉換器的設計

下框中的補償元件值可以通過(guò)下式計算：

(7)

(8)

(9)

轉換器的跨導GCS利用下式計算：

(10)

COUT 是轉換器的輸出電容。ESR是該輸出電容的等效串聯(lián)電阻。RLOAD是最小輸出負載電阻。ACS是電流檢測增益，對于A(yíng)DP1877，它可以在3 V/V至24 V/V范圍內以離散步進(jìn)選擇。Gm是誤差放大器的跨導，ADP1877為550 μs。VREF 是與誤差放大器的正輸入端相連的基準電壓，ADP1877為0.6 V。

GCS 是與頻率無(wú)關(guān)的增益項，隨增強后的次級開(kāi)關(guān)電阻RDS(ON)而變化。最高交越頻率預期出現在此電阻和占空比D最低時(shí)。

為確保在最大輸出電流時(shí)不會(huì )達到補償箝位電壓，所選的電流檢測增益(ACS)最高值應滿(mǎn)足以下條件：

(11)

其中IL 為峰峰值電感紋波電流。

(12)

如果斜率補償過(guò)多，此處的方程式精確度將會(huì )下降：直流增益將降低，輸出濾波器將引起主極點(diǎn)的頻率位置提高。

斜率補償

對于利用ADP1877實(shí)現的同步反相SEPIC，必須考慮電流模式控制器2中的次諧波振蕩現象。

按照下式設置RRAMP ，可以將采樣極點(diǎn)的品質(zhì)因素設為1，從而防止發(fā)生次諧波振蕩3 (假設 fUNITY 設置適當)。

(13)

值得注意的是，隨著(zhù)增強后的次級開(kāi)關(guān)電阻RDS(ON)降低，采樣極點(diǎn)的Q也會(huì )下降。如果這一因素與其它相關(guān)容差一起導致Q小于0.25，則應進(jìn)行仿真，確保在考慮容差的情況下，轉換器不會(huì )有過(guò)多斜率補償，并且不是太偏向于電壓模式。RRAMP 的值必須使得ADP1877 RAMP引腳的電流在6 μA至200 μA范圍內，其計算公式14如下：

(14)

功率器件應力

從圖2和圖3的電流流向圖可以看出，功率MOSFET在接通后要承載電感電流總和。因此，流經(jīng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)的電流直流分量為：

(15)

如果電感的耦合比為1:1，則流經(jīng)兩個(gè)開(kāi)關(guān)的電流交流分量為：

(16)

知道這些值后，可以很快算出流經(jīng)各開(kāi)關(guān)的電流均方根值。這些值與所選MOSFET的RDS(ON)MAX共同確保MOSFET具有熱穩定性，同時(shí)功耗足夠低，以滿(mǎn)足效率要求。

圖7. 同步反相SEPIC的理想電流波形(忽略死區)