基于反相SEPIC的高效率降壓/升壓轉換器的設計

精確計算初級開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)損耗超出了本文的范圍，但應注意，從高阻態(tài)變?yōu)榈妥钁B(tài)時(shí)，MOSFET上的電壓擺輻約為~VIN + VOUT 至 ~0 V，流經(jīng)開(kāi)關(guān)的電流擺輻為0 A至IOUT[1/(1 – D)]。由于擺幅如此之高，開(kāi)關(guān)損耗可能是主要損耗，這是挑選MOSFET時(shí)應注意的一點(diǎn);對于MOSFET，反向傳輸電容((CRSS)與RDS(ON)成反比。

初級開(kāi)關(guān)和次級開(kāi)關(guān)的漏極-源極擊穿電壓(BVDSS均須大于輸入電壓與輸出電壓之和(見(jiàn)圖5)。

峰峰值輸出電壓紋波(VRIPPLE)可通過(guò)下式近似計算：

(17)

流經(jīng)輸出電容的電流均方根值 (I rms COUT) 為：

(18)

方程式12所表示的峰峰值電感電流(IL)取決于輸入電壓，因此必須確保當此參數改變時(shí)，輸出電壓紋波不會(huì )超過(guò)規定值，并且流經(jīng)輸出電容的均方根電流不會(huì )超過(guò)其額定值。

對于利用ADP1877實(shí)現的同步反向SEPIC，輸入電壓與輸出電壓之和不得超過(guò)14.5 V，因為電荷泵電容與開(kāi)關(guān)節點(diǎn)相連，當初級開(kāi)關(guān)接通時(shí)，其電壓達到VIN + VOUT。

實(shí)驗室結果

圖8顯示5 V輸出、3 V和5.5 V輸入時(shí)同步反向SEPIC的功效與負載電流的關(guān)系。對于需要在3.3 V和5.0 V輸入軌之間切換的應用，或者當實(shí)時(shí)調整輸入電壓以?xún)?yōu)化系統效率時(shí)，這是常見(jiàn)情況。采用1 A至2 A負載時(shí)，無(wú)論輸入電壓高于或低于輸出電壓，轉換器的效率均超過(guò)90%。

圖8. 效率與負載電流的關(guān)系

與圖8相關(guān)的功率器件材料清單見(jiàn)表1，其中僅采用常見(jiàn)的現成器件。一項具可比性的異步設計采用一個(gè)具有低正向壓降的業(yè)界領(lǐng)先肖特基二極管代替QL1，在以上兩種輸入電壓下，其滿(mǎn)載時(shí)的效率低近10%。此外，異步設計尺寸更大、成本更高，而且可能需要昂貴的散熱器。

表1. 功率器件

標志符產(chǎn)品型號制造廠(chǎng)商值封裝備注

QH1/QL1FDS6572AFairchild Semiconductor20 BVDSSSO8功率 MOSFET/6 mΩ (最大值) @ 4.5 Vgs @ 25°C Tj

L1A/BPCA20EFD-U10S002TDK每個(gè)繞組3.4 µH30 mm × 22 mm × 12 mm1:1:1:1:1:1 耦合電感/鐵氧體/每個(gè)繞組35.8 mΩ (最大值) DCR

結束語(yǔ)

許多市場(chǎng)對輸出電壓高于或低于輸入電壓(升壓/降壓)的高效率同相轉換器的需求都在不斷增長(cháng)。ADI公司的雙通道同步開(kāi)關(guān)控制器ADP1877允許用低損耗MOSFET代替常用于功率級的高損耗功率二極管，從而提高效率，降低成本，縮小電路尺寸，使系統達到苛刻的能耗要求。只要遵循幾項原則就能快速算出可靠補償所需的元件值，并且利用常見(jiàn)的現成器件便可實(shí)現高效率。